具有功率因数校正和软开关技术开关电源设计_图文


西安科技大学 硕士学位论文 具有功率因数校正和软开关技术开关电源设计 姓名:王志隆 申请学位级别:硕士 专业:电力电子与电力传动 指导教师:王勉华 20090428

论文题目:具有功率因数校正和软开关技术开关电源设计


业:电力电子与电力传动

硕士生:王志隆 指导教师:王勉华

(签名)—』_包扯
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摘要
近年来,电源技术无论在理论研究,还是生产应用方面都取得了许多成果和长足的 进步。开关电源的研究涉及电力电子、自动控制等技术领域,软开关、高效率是开关电 源的重要研究方向。因此,PFC技术和软开关PWM技术作为成熟的技术,近些年来在 中、小功率乃至大功率开关电源中得到普遍的应用。 本文研究设计了一种具有功率因数校正和软开关技术的高效率丌关电源。该开关电 源主要分为两个部分,前一部分为单相有源功率因数校正电路,后一部分为采用移相控
制软开关技术的全桥变换器。

论文首先介绍了开关电源技术的发展以及涉及到的技术领域,然后阐述了现阶段几 种提高开关电源技术的新方法,最后详细叙述了整个系统的设计。在详细分析和研究单 相有源功率因数校正原理的基础上,设计出有源功率因数校正电路,并给出电路中升压 电感的设计方法。同时,设计出了大功率移相控制全桥软开关PWM DC/DC变换器,详 细的研究了实现ZVS的条件。最后研制出了实验样机,并给出了实验样机的功率因数
校正电路和移相全桥软开关变换电路的实验波形。

关键词:功率因数校正;软开关;移相全桥变换器 研究类型:应用研究

Subject:Design

of Switch Power

With

PFC and Soft.Switching

Techniques Specialty:Power Electronic and Power Driver

Name

:Wang

Zhilong

(Signature) (Signature)

Instructor:Wang Mianhua

ABSTRACT
In recent years,power supply technique has developed very quickly and it has obtain very big of progress in theories researching and produced application.The research of power supply technique involves many realms such contr01.The soft switch technique and tlle power
as

the electric power electronics
are

and

the auto

lli曲efficiency
SMPS and

important research

contents of

supply.Therefore,Power
are both

Factor

Correction(PFC)technique and soft.switching PWM
high power

technique

widely

applied in low power

SMPS.
is designed in this

A high

performance
is

SMPS with PFC and soft.switching
one

techniques

paper.It consists of two stages.The first The second technique.
one a

is single-phase power factor correction circuit. using phas@一shifting control

full—bridge

converter

soft.switching

First of all,the paper introduced the development of switch power supply and it involved

technology

field,subsequently narrated

many

methods of advance of switching power supply.
of the whole system.Based
on

And then the paper introduced the

design

course

the detailed

analysis of the principle of single?phase active PFC,me

11i曲power

active PFC circuit is

designed,and the

method of designing boost inductor is also given in the paper.A lligh power

phase-shifted-control soft-switching full-bridge converter is

designed,and

the condition of

achieving ZVS is studied in detail.Finally,the waves of a prototype are given.

Key words:PFC Thesis

Soft.Switching

Phase—Shifted-Control Full-Bridge Converter

:Application Research

乓料技夫学
学位论文独创性说明
本人郑重声明:所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究T作及 其取得研究成果。尽我所知,除了文巾加以标注和致谢的地方外,论文中不包含 其他人或集体已经公开发表或撰写过的研究成果,也不包含为获得西安科技大学 或其他教育机构的学位或证书所使用过的材料。与我一同T作的同志对本研究所


做的任何贡献均已在论文中做了明确的说明并表示了谢意。

学位论文作者签名:丢老.整日期.劲刁.y.刁 }|


学位论文知识产权声明书
本人完全了解学校有关保护知识产权的规定,即:研究生在校攻读学位期间 论文工作的知识产权单位属于西安科技大学。学校有权保留并向国家有关部门或 机构送交论文的复印件和电子版。本人允许论文被查阅和借阅。学校可以将本学 位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索,可以采用影印、缩印或扫描 等复制手段保存和汇编本学位论文。同时本人保证,毕业后结合学位论文研究课 题再撰写的文章一律注明作者单位为西安科技大学。 保密论文待解密后适用本声明。

学位论文作者签名:五扛澎指导教师签名:彩移备

‘川年弘月乃日

1绪论

1绪论
电能是迄今为止人类文明史上最优质的能源之一。正是有赖于对电能的充分开发和 利用,人类才得以进入如此发达的工业化和信息化社会。虽然人类在电能的产生、传输 和利用方面已经取得了十分辉煌的成就,但是如何更加合理、高效、精确和方便地利用 电能,仍然是需要解决的重大问题。电力电子技术的诞生和发展使人类对电能的利用方 式发生了革命性的变化,并且极大地改变了人们利用电能的观念。在世界范围内,用电 总量中经过电力电子装置变换和调节的比例己经成为衡量用电水平的重要指标,目前, 全球范围内该指标的平均数为40%,而到2010年将达到80%t11。 电源是利用电能变换技术将市电或电池等一次电能转换成适合各种用电对象的二 次电能的系统或装置【3】。现代电源技术是应用电力电子技术、自动技术、计算机(微处 理器)技术和电磁技术的多学科边缘交叉技术。它在各种高质量、高效、高可靠性的电 源中起到关键作用的,是现代电力电子技术的具体应用。

1.1开关电源技术发展概况

1.1.1电力电子技术的发展
电力电子技术的发展方向,是从以低频技术为主的传统电力电子学,向以高频技术 为主的现代电力电子学方向转变。电力电子技术起始于上世纪五十年代术六十年代初的 硅整流器件,其发展先后经历了整流器时代、逆变器时代和变频器时代,并促进了电力 电子技术在许多新领域的应用。上世纪八十年代末期和九十年代初期发展起来的、以功 率MOSFET和IGBT为代表、集高频高压和大电流于一身的功率半导体复合器件的出现, 表明传统电力电子技术己经进入现代电力电子时代【2】。
(1)整流器时代

大功率的工业用电由工频(50Hz、60Hz)交流发电机提供,但是大约20%的电能是 以直流形式消耗的,其中最典型的应用是电解电镀(有色金属和化工原料)、牵引(电 气机车、电传动的内燃机车、地铁机车、城市无轨电车等)和直流传动(轧钢、造纸等) 三大领域。大功率硅整流器能够高效率地把工频交流电转变为直流电,因此在上世纪六 十年代和七十年代,大功率硅整流管和晶闸管的开发与应用得以很大发展。 (2)逆变器、变频器时代 七十年代出现了世界范围的能源危机,交流电机变频调速因节能效果显著而迅速发 展。变频调速的关键技术是将直流电逆变为0---100Hz的交流电。在七十年代到八十年代, 随着变频调速装置的普及,大功率逆变用的晶闸管、巨型功率晶体管(GTR)和门极可

西安科技大学硕士学位论文 关断晶闸管(GTO)成为当时电力电子器件的主角。类似的应用还包括高压直流输出和

静止式无功功率动态补偿等。这时的电力电子技术已经能够实现整流和逆变,但工作频
率较低,仅局限在中低频范围内。

进入八十年代,大规模和超大规模集成电路技术的迅猛发展,为现代电力电子技术 的发展奠定了基础。将集成电路技术中的精细加工技术和高压大电流技术有机结合,出 现了一批全新的全控型功率器件。首先是功率MOSFET的问世,使中小功率电源得以 向高频化发展,而后绝缘栅极双极型晶体管(IGBT)的出现,又为大中型功率电源向 高频发展带来机遇。MOSFET和IGBT的相继问世,是传统的电力电子向现代电力电子 转化的标志。新型器件的发展不仅为交流电机变频调速提供了较高的频率,使其性能更 加完善可靠,而且使现代电子技术不断向高频化发展,为用电设备的高效节材节能,实 现小型轻量化,机电一体化和智能化提供了重要的技术基础。

1.1.2开关电源技术的应用领域
高速发展的计算机技术带领人类进入了信息社会,同时也促进了电源技术的迅速发 展。八十年代,计算机全面采用了开关电源,率先完成计算机电源换代。接着开关电源 技术相继进人了电子、电器设备领域。 通信业的迅速发展极大的推动了通信电源的发展。高频小型化的开关电源己成为现 代通信供电系统的主流。在通信领域中,通常将整流器称为一次电源,而将直流一直流 (DC/DC)变换器称为二次电源。一次电源的作用是将单相或三相交流电变换成标称值 为48V的直流电。目前在程控交换机用的一次电源中,传统的相控式稳压电源己被高频 开关电源取代,高频开关电源通过MOSFET或IGBT的高频工作(开关频率一般控制在 50~100kHz范围内),实现高效率和小型化。 高频逆变式整流焊机电源是一种高性能、高效、省材的新型焊机电源,代表了当今 焊机电源的发展方向。由于IGBT大容量模块的商用化,这种电源更有着广阔的应用前
景。

大功率开关型高压直流电源广泛应用于静电除尘、水质改良、医用X光机和CT机 等大型设备。电压高达50,--159kV,电流达到0.5A以上,功率可达100kW。国内对静电 除尘高压直流电源进行了研制,市电经整流变为直流,采用全桥零电流开关串联谐振逆 变电路将直流电压逆变为高频电压,然后由高频变压器升压,最后整流为直流高压。在 电阻负载条件下,输出直流电压达到55kV,电流达到15mA,工作频率为25.6kHz。 分布式电源供电系统采用小功率模块和大规模控制集成电路作基本部件,利用最新 理论和技术成果,组成积木式、智能化的大功率供电电源,从而使强电与弱电紧密结合, 降低大功率元器件、大功率装置(集中式)的研制压力,提高生产效率。 分布供电方式具有高效、可靠、经济和维护方便等优点,己被大型计算机、通信设


1绪论

备、航空航天、工业控制等系统逐渐采纳,也是超高速型集成电路的低电压电源(3.3V) 的最为理想的供电方式。在大功率场合,如电镀、电解电源、电力机车牵引电源、中频 感应加热电源、电动机驱动电源等领域也有广阔的应用Ij{『景。

1.1.3开关电源的发展趋势
(1)高频化

随着电力电子技术的发展,对开关式稳压电源的要求越来越高。主要表现在开关电 源的小型化、高效性、电磁兼容性等方面。理论分析和实践经验表明,电气产品的变压 器、电感和电容的体积重量与供电频率的平方根成反比。MOSFET、IGBT等新型全控 型高速电力电子器件的出现,使得开关式稳压电源的高频化成为可能。逆变式整流焊机 电源,通讯电源等都是高频开关式稳压电源,具有小型化的特点。开关式稳压电源的进 一步发展,进而可以取代传统“整流行业’’的电镀、电解、电加工、充电、电力操作等
各种直流电源。其主要材料可以节约90%或更高,还可节电30%或更多。

20世纪70年代以来,变换器工作频率提高到20kHz甚至更高。然而,常规的DC/DC PWM功率变换技术进一步提高开关频率会面临许多问题。随着开关频率的提高,一方 面开关管的损耗会成正比的上升,使电路的效率大大的降低,变换器处理功率的能力大 幅地下降。另一方面,系统会对外产生严重的电磁干扰【3】【4】。 为了克服上述DC/DC变换器在硬开关状态工作下的诸多问题,从20世纪80年代 以来,软开关技术得到了深入的研究,近些年得到了迅速的发展。所谓软开关,通常是
指零电压开关ZVS(Zero
Voltage

Switching)和零电流开关ZCS(Zero

Current Switching)

或近似零电压开关与零电流开关。一般而言,硬开关过程是通过突变的开关过程中断功 率流而完成能量变换的。而软开关过程是通过电感L和电容C的谐振,使开关器件中的 电流(或其两端的电压)按正弦或准正弦规律变化,当电流过零时使器件关断,或者当 电压下降到零时使器件导通。开关器件在零电压或零电流条件下完成导通与关断的过 程,将使器件的开关损耗在理论上为零。软开关技术的应用使电力电子变换器可以具有 更高的效率、功率密度和可靠性,并有效的减小电能变换装置引起的电磁污染和噪声。 (2)模块化 模块化有两方面的含义,一是指功率器件的模块化,二是指电源单元的模块化。我 们常见的器件模块,含有一单元、两单元、六单元直至七单元,包括开关器件和与之反 并联的续流二极管,实质上都属于“标准"功率模块(SPM)。近年,有些公司把开关 器件的驱动保护电路也装到功率模块中去,构成了“智能化"功率模块(IPM),不但缩 小了整机的体积,更方便了整机的设计制造。实际上,由于频率的不断提高,致使引线 寄生电感、寄生电容的影响更加严重,对器件造成更大的电应力(表现为过电压、过电 流毛刺)。为了提高系统的可靠性,有些制造商开发了“用户专用"功率模块(ASPM),


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它把一台整机的几乎所有硬件都以芯片的形式安装到一个模块中,使元器件之间不再有 传统的引线连接,这样的模块经过严格合理的热、电、机械方面的设计,达到完美的状 态。只要把控制软件写入该模块中的微处理器芯片,再把整个模块固定在相应的散热器 上,就构成了一台新型的开关电源装置。由此可见,模块化的目的不仅在于使用方便、 缩小整机体积;更重要的是取消传统连线,把寄生参数降到最小,从而把器件承受的电 应力降至最低,提高系统的可靠性。另外,大功率的开关电源由于器件容量的限制及增 加冗余和提高可靠性方面的考虑,一般采用多个独立的模块单元并联工作,并采用均流 技术使所有模块共同分担负载电流。这样,一旦其中某个模块失效,其它模块可平均分
担负载电流。

(3)数字化 在传统功率电子技术中,控制部分是按模拟信号来设计和工作的。现在数字信号、 数字电路显得越来越重要,数字信号处理技术日趋完善成熟,显示出越来越多的优点, 如便于计算机处理控制、避免模拟信号的畸变失真、减小杂散信号的干扰(提高抗干扰 能力)、便于软件包调试、便于自诊断、容错等。 (4)绿色化 电源系统的绿色化有两层含义,首先是显著节电,这意味着发电容量的节约,而发 电是造成环境污染的重要原因,所以节电就可以减少对环境的污染。其次这些电源不能 (或尽量少的)对电网产生污染,国际电工委员会(IEC)对此制定一系列标准,如 IEC555、IEC917、IECl000等。事实上,许多功率电子节电设备,往往会变成对电网的 污染源,向电网注入严重的高次谐波电流,使总功率因数下降,使电网电压耦合许多毛 刺尖峰,甚至出现畸变。20世纪末,各种有源滤波器和有源补偿器的方案诞生,有了多 种修正功率因数的方法。高频开关电源的输入级是电网电压直接经过整流二极管整流, 利用电容器滤波得到初级直流电压,再经过DC/DC变换器获得所需要等级的直流电。 网侧电流呈现尖峰状,谐波分量大,功率因数低。随着开关电源功率的不断增大,这一 问题不可忽视。因此,将PFC技术引入开关电源成为电力电子技术领域又一热点问题。

1.2课题主要研究内容

1.2.1研究背景、目的及意义
在20世纪中期发展起来的PWM功率变换技术是一种硬开关技术。所谓“硬开关"
是指功率开关管在导通或关断时,其上的电压或电流不为零,即开关管是在控制信号的

强制控制下变换状态的,此时必然存在开关损耗。随着电力电子技术的高速发展,体积 小、重量轻、效率高、可靠性高等要求被提上日程,这就要求开关电源中变换器的工作 频率越来越高。因此,如果仍然采用硬开关技术会遇到一系列问题,如开关损耗大、开


1绪论

关管关断或开通过程中产生尖峰电压或电流、高频工作状态下的强电磁干扰等。而且, 这些问题会随着开关电源工作频率的提高而更加严重。 相对于硬开关技术人们提出了能够解决以上问题的软开关技术。即在开关管导通或 关断的瞬间使电压或电流为零,从而使开关损耗为零。近年来,软开关技术已经广泛应 用于开关电源系统中,这一改进使电源系统性能得到了大幅提高,对于整个社会的能源
节约和利用,国家生产生活做出了巨大贡献。

随着功率电子学的发展,人们对电源系统的要求也越来越高,除了高功率、大容量、 小体积、易携带等要求外,更多的人们对电源系统的输入功率因数和高次谐波电流成分 也提出了更高的要求。尤其在我国倡导的建立环境友好型、资源节约型社会的今天,电 力是否能安全使用,能源是否能被充分的利用变得至关重要。 本课题基于以上考虑,针对提高系统功率因数和电能使用效率的目的,利用功率因 数校正技术和软开关技术的综合应用,力求实现开关电源性能的大幅提升。

1.2.2课题研究内容和设计指标
参考国内外电源技术的发展,结合高性能开关电源研制中的实际情况,本文将对如 下几个问题展开讨论和研究: (1)从项目的具体要求出发,研究确定了本次设计中的开关电源的整体方案。开
关稳压电源指标要求为:

①输入电压:单相AC220(14-15%)V,50Hz ②输出电压:DC38+1.5V ③输出电流:10A ④输出电压纹波:小于50mV ⑤稳定度:大于或等于90% ⑥功率因数:大于0.9 ⑦效率:大于等于90% ⑧具有输入过压、欠压、过流保护,输出过流、过载保护等功能 (2)在详细分析和研究单相有源功率因数校正原理的基础上,设计有源功率因数 校正电路,实现实验参数要求。
(3)设计出大功率移相控制全桥软开关PWM DC/DC变换器,研究实现ZVS的条

件。实现开关管的软开关工作。



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2提高开关电源性能的技术方法
2.1功率因数校正技术
近年来,迅猛发展的电力电子技术使大量的直流开关电源更加广泛的应用在计算 机、通讯设备、电力系统等众多领域,老式笨重、低效的电源被众多轻巧、高性能的新
型电源所取代。传统的AC/DC电能变换器和开关电源,其输入电路普遍采用了全桥二

极管整流,输出端接到大容量电容器滤波器。虽然整流器电路简单可靠,但它们会在电 网中吸取高峰值电流,使输入端的交流电流波形发生畸变,产生谐波,导致功率因数比 较低。许多先进国家已经明文规定单台机器入网的最低功率因数限制,以提高电网供电 质量p】,节约能源。

2.1.1谐波的产生及防范措施
目前,在广泛应用的电力电子设备中,整流装置所占的比例很大,常用的整流电源

大部分采用晶闸管相控整流或二极管不控整流方式。其中,电容滤波式不控整流器的输 入电流基波分量与电源电压相位大体相同,但是输入电流的谐波含量很高,这样就会给 电网带来很大的谐波污染,使得功率因数较低。单相不控整流加电容滤波方式,输入电 流THD(总谐波失真)高达100%,三相不控整流的THD也高达60%。电流型整流器 的输入电流为方波,会带来电压的尖峰和缺口,对电网产生严重的谐波干扰[6j。这些谐
波的存在给电力电子设备的应用和性能带来了极大的影响。

解决谐波问题的主要思路有两种,一种是被动的方式,即在电网侧对己经产生的谐 波进行补偿。另一种是主动的方式,即对产生谐波的电力电子装置的拓扑结构和控制策 略进行改进,使其产生较少甚至不产生谐波,使得输入电流和输入电压同相,达到提高
功率因数的目的。

2.1.2谐波补偿和功率因数校正概念的提出
在过去的几十年中,为了补偿由电力电子设备带来的无功功率和谐波,已经提出了 很多方法,大体上可以分为无源补偿和有源补偿两种方式【.71。功率因数校正技术大致可 分为无源和有源两类:
(1)无源PFC:对于早期的无源PFC,电网输入端先串联笨重的大电感器、大电

容。而之后产生的改进的无源PFC,在全波整流器之后再串接C.L.C滤波网络,它可用 于镇流器和中小功率电源中。新型的无源PFC是在全波整流器之后串接多个二极管与电 容器组合的D—C网络。这种功率因数校正方式又被称为“填谷式”PFC电路,它主要是


2提高开关电源性能的技术方法

在二极管整流桥前面串接一个电感和电容组成的滤波器,可以使得整流桥中二极管的导 通角增大,从而使得电流波形得到明显改善。这种无源的功率因数校正电路结构简单可
靠。

无源补偿的基本原理是利用电容器提供的超前无功电流补偿电网的滞后无功,利用 电感、电容构成的各次谐波滤波器、陷波器,吸收电网基波频率以外的谐波【8】。有关无 源滤波器的研究己趋于熟,在实际系统中已经得到广泛的应用。 但是,无源滤波器也存在明显的缺陷。主要表现为电容器对无功的补偿是固定的, 对负载变化的适应性差。无源滤波器尤其是低次谐波滤波器的体积和重量都相当可观。 并且容易和系统发生谐振,使得滤波器过载甚至烧毁。 (2)有源PFC:低频有源PFC主要指大功能晶闸管电路。高频有源PFC是基于 Boost变换器的PFC电路。另外还有其他PFC新技术如软开关PFC、三电平PFC、磁放
大器PFC技术等。

高频有源功率因数校正技术是抑制电网交流输入谐波电流污染最佳的方法。它通过 相应的一个或者两个反馈控制电路,使输入电流平均值能自动跟随全波整流电压基准, 并维持支流输出电压稳定。PFC电路使变换器的输入电流与输入电压波形均为正弦波 形,并把两者校正为相同相位,它的作用可以看成把变换器电路当作一个纯电阻器,故 也称为“电阻仿真器”。有源功率因数校正技术主要有【9】: (1)乘法控制PFC技术

图2.1乘法器控制PFC电路框图

典型的乘法器控制PFC电路框图如图2.1所示。图中的Boost变换器工作在连续导 通状态,储能电感器L的电流就是输入电流。因模拟乘法器引入一个输入电流反馈控制 环(电流传感器),电感器电流被采样并控制,使其峰值幅度与输入电压同相位的正弦 波参考信号成正比,从而实现功率因数校正的目的。另外,反馈输入电压信号调节稳定


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直流输出,当输入电压220V时候,直流输出电压值通常为400V左右。 (2)电压跟随控制PFC技术
电压跟随器控制PFC电路框图如图2.2所示,其中Boost变换器工作在不连续导通

状态,开关由输出电压反馈误差信号控制。开关频率不变,开关周期为常数。因电感器 电流峰值和平均值正比于交流输入电压,故输入电流波形自然会跟随输入电压呈正弦波 形式,因此可以省掉输入电流控制环电路。

图2.2电压跟随器控制PFC电路框图

功率因数校J下技术是在整流电路和主开关电路中插人功率因数校正电路,使其按一

定的斩控频率通断,以维持网侧电流的连续性,并按正弦规律变化。如图2.3所示,功 率因数校正技术的关键就是强制电流按照电压的正弦规律变化而变化,从而达到提高功 率因数目的。图中Vin是电源电压,IL是电源电流。

狐~






图2.3应用功率因数校正的电压电流波形

2.1.3功率因数校正电路的缺点和解决办法
功率因数校J下电路虽然可以解决输入电流谐波大且功率因数低的问题,但是校正电


2提高开关电源性能的技术方法

路自身功耗的存在却降低了电源的效率。因为功率因数校正电路中很大一部分功耗是开 关器件在开关过程中消耗的,因此采用软开关技术可有效提高其效率【101。 半导体开关器件的开关过程不是瞬时完成的,需要~定时间。在这个时间内,在开 关器件两端出现既有电压又有电流的状态,电压和电流有一个交叠区,从而产生了损耗,
称为“开关损耗”Il¨。

所谓“软开关”通常是指零电压开关ZVS和零电流开关ZCS。最理想的软开通过 程是电压先下降到零之后,电流再缓慢上升到通态值,这样开通损耗就会近似等于零。 因为器件开通前电压已下降到零,器件结电容上的电压也为零,这样就解决了容性开通 问题。最理想的软关断过程是电流先下降到零,电压再缓慢上升到断态值,所以关断损 耗近似为零。因为器件关断前电流已下降到零,即线路电感中电流也是零,这样就解决 了感性关断问题。这样,就使得主开关器件VT工作在零电压开通条件下,可使效率提 高约3个百分点。

2.1.4功率因数校正器的应用

图2.4单相零电压转换PWM软开关功率因数校正电路

图2.4所示为单相零电压转换PWM软开关功率因数校正电路。其中,VTl、Lr构成 辅助谐振网络。VTl闭合的时候,电源给Lr充电,由于有并联电容C,的存在,VT关断 以后两端电压缓慢上升,而电流快速下降,这样就避免了关断损耗,实现了软关断。当 VTI关断时,Lr给C充电,电流流经L,、VD2、C、VT的反向二极管,如果此时开通VT, 并忽略反向二极管的压降,则VT两端的电压为零,这样就实现零电压开通【12】。


西安科技大学硕士学位论丈

2.2软开关技术

2.2.1软开关技术原理
目前,开关电源普遍采用脉宽调制技术,在这种变换方式中开关器件是在高电压、 大电流的条件下导通和关断的。开关管并不是理想器件,在开通的过程中开关管的电压 不会马上下降到零,而是有一定的下降时间,同时它的电流也不会立即上升到负载电流, 而是有一定的上升时间。在这段时间里,电流和电压有一个交叠区,这样就产生了损耗, 我们称之为“开通损耗”(Turn.on loss)。同样,在开关管的关断过程中,开关管的电压 不是立即上升到电源电压,而是有一段上升时间。同时它的电流也不是立即下降到零, 也有一段下降时间。在这段时间里,电流和电压也有一个交叠区并产生了损耗,我们称
之为“关断损耗"(Turn.offloss)。因此,在开关管在开关状态下工作时,会产生开通损

耗和关断损耗,统称为“开关损耗"Il副(Switching

loss)。

图2.5所示为一个MOSFET的开关过程。其中,V船为栅极控制信号,Vds为漏极电 压,Id。为漏源电流,Plo。。为开关管的损耗功率,PI∞。=Vd。xId。。在t1时刻以前V擎为0, 开关管截止,只有很小的漏电流通过,这时Plos。约为0。tl时刻V举变为高电平,大于 开启电压,开关管开始导通,由于开关管的漏源寄生电容要通过开关管放电,因此管子 中流过较大的电流,开关管中的能量全部消耗在开关管中。到t2时刻,开关管完全导通, 开关管两端只有很小的导通压降。t3时刻,开关管开始关断,开关管漏源电容开始充电, 流过开关管的电流从峰值开始下降,直到t4时刻完全关断。各个时刻的损耗功率如图
2.5中所示。


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图2.5 MOSFET开关过程波形图

为了克服传统DC.DC变换器在硬开关状态下工作所产生的问题,80年代以来软开 关技术得到了深入广泛的研究。软开关技术通常是指零电压开关(ZVS)和零电流开关
10

2提高开关电源性能的技术方法

(zcs)。最理想的软开通过程是电压先下降到零后,电流再缓慢上升到通态值,所以 开通损耗近似为零。因器件开通前电压己下降到零,器件结电容上的电压亦为零,故解 决了容性开通问题。最理想的软关断过程是电流先下降到零,电压再缓慢上升到断态值, 所以关断损耗近似为零。由于器件关断前电流已下降到零,即线路电感中电流亦为零,
所以感性关断问题得以解决。图2.6所示为功率开关管在软开关和硬开关下的波形。

开通波形

关断波形

软开关

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硬开关

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t2





图2.6软开关理想波形和硬开关波形

软开关包括软开通和软关断。软开通有零电流开通和零电压开通两种。软关断有零 电流关断和零电压关断两种,可按照驱动信号的时序来判断。 零电流关断:关断命令在t2时刻或其后给出,开关器件端电压从通态值上升到断态 值,开关器件进入截止状态。 零电压关断:关断命令在t1时刻给出,开关器件电流从通态值下降到断态值后,端 电压才从通态值上升到断态值,开关器件进入截止状态。在t2以前,开关器件的端电压 必须维持在通态值(约等于零)。 零电压开通:开通命令在t2时刻或其后给出,开关器件电流从断态值上升到通态值, 开关器件进入导通状态。在t2以前,开关器件端电压必须下降到通态值(约等于零),
并且在电流上升到通态值以前维持在零。

零电流开通:开通命令在tl时刻给出,开关器件端电压从断态值下降到通态值以后, 电流才从断态值上升到通态值,开关器件进入导通状态。在t2以前开关器件电流必须维
持在断态值(约等于零)。

2.2.2软开关技术的基本实现方法
图2.7所示为零电流开关的基本实现方法。与主开关管(MOSFET或IGBT)串联 的谐振电感在开关管开通时阻止电流i。上升,这样在Vd降至接近零值之后,i。保持较小 值,因而获得了零损耗的开通过程。电感中的电流i。在栅极关断信号(Vg变负)发出之 前谐振到零,串联的二极管阻止电流反向上升,因此开关管是零损耗关断的。但是,由

西安科技大学硕士学位论文

于开关管的漏源之间存在寄生电容或外部并联的电容,电容中的能量全部消耗在开关管
中,在开关频率较高(50kHz以上)时,引起的开关损耗是很严重的。

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图2.7零电流开关基本原理

如图2.8为零电压开关的基本实现方法,开关管零电压关断的实现是通过与开关管 并联的电容来实现的,由于并联电容的存在,减小了开关管的漏源电压的上升率,在开 关管中的电流衰减到零时,Vd依然保持较小值,因此实现零电压关断。开关管零电压开 通是通过与其串联的电感实现的。在开关管开通前,电感中的电流为负,给开关管的漏 源电容放电,只要电感中有足够的能量,在开关管开通前使Vd降为零,就创造了开关 管零电压开通的条件。与开关管并联的二极管在开关管漏源电压降到零后,提供电感电 流通路,开关管可在这个时间段开通,电感电流在外部电压的作用下变为正向后,从开 关管中流通,从而完成了零电压开通的过程。从图中可知零电压开关时,寄生电容中的 能量是反馈到电源中去,没有消耗在开关管中。与零电流开关比零电压开关可以获得较
高的效率,从而提高开关频率。


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图2.8零电压开关基本原理

12

2提高开关电源性能的技术方法

2.2.3软开关技术的发展
如图2.9所示为早期的软开关电路示意图,其中【14】: (a)为零电压开关准谐振电路(Zero—Voltage-Switching Quasi-Resonant
Converter-ZVS

QRCZ)

(b)为零电流开关准谐振电路(Zero.Current.Switching Quasi.Resonant
Converter-ZCS

QRC)

(c)为零电压开关多谐振电路(Zero-Voltage—Switching Multi-Resonant
Converter-ZVS MRC)

其特点是谐振电压峰值很高,要求器件耐压必须提高;谐振电流有效值很大,电路 中存在大量无功功率的交换,电路导通损耗加大;谐振周期随输入电压,负载变化而改 变,因此电路只能采用脉冲频率调制方式。后来软开关技术发展为零开关PWM电路, 引入了辅助开关来控制谐振的开始时刻,使谐振仅发生于开关过程前后。

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(b) (c)

图2.9早期的软开关电路示意图

图2.10所示为零开关PWM电路示意图,分为: (a)为零电压开关PWM电路(Zero.Voltage.Switching PWM Converter-ZVS PWM) (b)为零电流开关PWM电路(Zero.Current.Switching PWM
Converter-ZCS

PWM)

其特点是电压和电流基本上是方波,只是上升沿和下降沿较缓,开关承受的电压明 显降低。电路可以采用开关频率固定的PWM控制方式。

13

西安科技大学硕士学位论文
Si C7

(a)
图2.10零开关PWM电路示意图

(b)

如图2.11所示为零电流转换PWM电路,它采用辅助开关控制谐振的开始时刻,但 谐振电路是与主开关并联的。零转换PWM电路可以分为:
(a)为零电压转换PWM电路(Zero.Voltage.Transition PWM (b)为零电流转换PWM电路(Zero.Current
Transition Converter-ZVT PWM) Converter-ZVT PWM)

PWM

其特点是电路在很宽的输入电压范围内和从零负载到满载都能工作在软开关状态。 电路中无功功率的交换被削减到最小,这使得电路效率有了进一步提高。

图2.11零电流转换PWM电路

2.3本章小结
本章介绍了提高开关电源性能的主要方法,即通过功率因数校正技术和软开关技术

提高系统的效率。文中简单叙述了这两种方法的产生背景、基本原理以及应用意义,并 给出了基本的电路原理图,为下文详细叙述开关电源的具体设计过程做好铺挚。

14

3有源功率因数校正(APFC)器设计

3有源功率因数校正(APFC)器设计
虽然带有电容滤波的二极管整流电路结构简单、成本低廉、性能可靠,在开关电源 电路中获得了非常广泛的应用,但是这种电路只有在交流电压接近峰值时才有脉冲状的 电流输入,因此输入电流中含有大量的谐波,导致电路的功率因数很低,这样就明显不 能满足本系统高达0.9的功率因数要求。因此,必须采取功率因数校正(Power Correction.PFC)技术。 功率因数校正的主要方法有两种,即无源功率因数校正和有源功率因数校正。无源 PFC技术采用体积庞大的电感、电容滤波器来提高功率因数,它难以实现功率因数 PF=I.0的单位功率因数校正目标。为了使输入电流为正弦波提高功率因数,可在整流桥 和滤波电容之间加一级用于功率因数校正的功率变换电路,这就是有源功率因数校正 (APFC)技术。 在作为APFC主电路拓扑的DC/DC开关变换器中,升压斩波(Boost)电路由于具 有电感电流连续、储能电感也作为滤波器抑制RFI和EMI噪声、电流波形失真小、输 出功率大及共源极使驱动电路简单等优点,常常作为主电路拓扑结构使用【l 51。
Factor

3.1单相有源功率因数校正原理
在本课题中采用了单相有源功率因数校正电路,如图3.1是其电路原理图。图3.2 是功率因数校正电路波形图。
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图3.1单相有源功率因数校正电路框图

从主电路的拓扑可以看出,在二极管整流桥和滤波电容之间增加了由电感L、二极 管VD和开关管V构成的升压斩波电路。在没有该升压斩波电路时,只有在交流电压
15

西安科技大学硕士学位论文

‰的瞬时值高于直流电压蚴时,交流电源才会有电流流过。加入升压斩波电路后,不管 交流电压‰处于任何相位,只要开关管V接通,交流电源就通过整流桥和电感L被短
路,有电流流过,并且在电感L中储存电磁能量。V关断后,交流电源和L中储存的电

磁能量一起通过二极管VD向滤波电容C充电并提供负载电流。这样,通过对开关V 的控制交流电源在任何相位都可以有电流流过,只要对V的控制合适,就可以使交流电 流0为正弦波并且和电源电压同相位,实现功率因数近似为11161的目标。


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图3.2单相有源功率因数校正电路波形图

在图3.2中,Udl是交流电压‰经桥式整流后得到的电压,iL是交流电流瓦经桥式整 流后的电流。如果能控制iL的瞬时值使其和tldl的瞬时值成正比,则交流电流瓦就是正
弦波,且和交流电压%的相位相同。图中的控制系统正是按照这~思路设计的。该控制

系统是一个双闭环系统,内环是控制屯的电流环,外环是控制蚴的电压环。检测直流 输出电压蚴并和指令电压以进行比较,将其误差通过电压环调节器PIl进行放大,其输 出信号幻即为反映负载电流大小的直流信号。负载变化时,蚴的变化会使白随负载电流 变化而相应变化,始终反映负载电流的大小,同时也等于电感电流iL的峰值。通过乘法 器把切和I
simot

I相乘,就可以得到所希望的电感电流。这里I

simot l实际上是用蚴,

的信号代替的。以£为指令电流的控制闭环是电流控制内环。图中是把检测到的电感电 流iL和f,比较,通过电流环调节器P12调节后,再用三角波或锯齿波进行调制,用得到 的PWM信号控制开关器件V,即可以使iL跟踪指令电流;,。 可以看出,以输入整流电压和输出电压误差放大信号的乘积为电流基准,调节输入 电流的平均值使其与输入整流电压同相位并接近正弦波,因此称为平均电流控制法。电 流环的控制除了采用平均电流控制法外,还可以采用电流峰值控制法或电流滞环控制 法。
16

3有源功率因数校正(APFC)器设计

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图3.3峰值电流控制APFC波形图

在上面介绍的电路中,电感L中的电流是连续的,属于电流连续模式(CCM)因 此需要的电感量较大。在小功率电源中,为减小电感量,可以采用电流断续模式(DCM), 如采用峰值电流控制的方法。在这种控制方法中,电流的波形如图3.3所示,电流在零 值和峰值之间变化,处于连续和断续的临界状态。希望输出的峰值电流易的包络线作为 峰值电流指令信号,开关管V导通时,iL从零增大,到达峰值电流指令信号时,关断V,

N-极管VD导通,在直流电压瑚与桥式整流电压Udl之差弘蚴的作用下iL减小,检
测屯减d'N零时,再使V导通,红再从零增大,进入新的开关周期。开关V的通断情 况如图3.3b所示。iL的波形由一系列的三角波组成,三角波的峰值如按指令信号变化, 其包络线为正弦波全波整流后的波形。这样,屯在一个开关周期内的平均值为峰值的一 半,也按全波整流波形的规律变化。和图3.1的控制方法一样,峰值电流指令信号是由 反映负载电流大小的直流信号和I
simot

I相乘得到的。因此最终得到的交流电源电流为

和电压同相位的正弦波,功率因数接近为l【l‘71。 在图3.3的波形中,假设V的开关频率比交流电源频率高得多,则在一个开关周期 内可近似认为Udl,的大小不变,设该开关周期内iL的峰值为易,则该周期V的导通时
间ton为:

to.-.-£‘/%1

(3.1)

因为易和蚴,成比例,两者之比为常数,因此不同周期的tON是相同的。但是当V关断

时iL的减小是在纰蚴作用下进行的。因此蚴越接近峰值,iL的减小速度越慢,V的
关断时间切就越长。所以不同开关周期的长度是不同的。交流电源过零点附近开关周
期较短,峰值附近开关周期较长。另外因为这种峰值电流控制方式所采用的开关频率很 高,电感L很小,因此只要很小的电容就可以滤除这些开关引起的谐波。 单相有源功率因数校正技术已经很成熟,Unitrode、Motorola、Silicon、General、
17

西安科技大学硕士学位论文 Siemens等公司相继推出了各种有源功率因数校正专用芯片,如UC3854、UC3855、 UC3857、MC34261、ML4812、ML4819、TDA4812、TDA4814、TDA4816、TDA4817、

CS3810等。这些芯片为单相有源功率因数校正技术的应用提供了很大的方便,其中最
常用的是Unitrode公司的UC3854,本课题也采用了这一芯片。
3.2

UC3854介绍
UC3854是一种有源功率因数校正电路专用控制芯片。它可以完成升压变换器校正

功率因数所需的全部控制功能,使功率因数达到O.99以上,输入电流波形失真(THD) 达到5%以下。该控制器采用平均电流控制,控制精度很高,开关噪声较低【l 61。采用 UC3854组成的功率因数校正电路当输入电压在85-260V之间变化时,输出电压保持稳 定,因此也可作为AC/DC稳压电源。UC3854采用推拉式输出级,输出电流可达1A以 上,因此输出的固定频率PWM脉冲可驱动大功率MOSFET。
3.2.1

UC3854内部结构原理

UC3854内部结构图框图如图3.4所示,由以下几部分组成: 欠压封锁比较器(UVLC):电源电压VCC高于16V且EC输出高电平时,基准电 压建立,振荡器开始振荡,输出级输出PWM脉冲。当电源电压VCC低于10V时,基 准电压中断,振荡器停止振荡,输出级被封锁。 使能比较器(EC):同UVLC一样也是滞环比较器,使能端(10脚)输入电压高于 2.5V且UVLC输出高电平时,输出级输出驱动脉冲。使能脚输入电压低于2.25V时输
出级关断。

以上两个比较器的输出都接到与门输入端,只有两个比较器都输出高电平时,基准 电压才能建立,器件力输出脉冲。 电压误差放大器(VEA):功率因数校正电路的输出电压经电阻分压后,加到该放 大器的反相输入端,与7.5V基准电压进行比较其差值经放大后加到乘法器的一个输入
端。

乘法器(MUL):乘法器输入信号除了误差电压外,还有与整流交流电压成正比的 电流厶c(B端)和前馈电压‰榔。

电流误差放大器(cEA):乘法器输出的基准电流‰在芯片外接电阻RMo两端产
生基准电压。电感电流采样电阻飚两端压降与RMo两端电压相减后的电流取样信号,
加到电流误差放大器的输入端,误差信号经放大后加到PWM比较器与振荡器的锯齿波 电压比较,调整输出脉冲的宽度。

18

3有源功率因数校正(APFC)器设计

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图3.4 UC3854内部结构图框图

振荡器(OSC):振荡器的振荡频率由14脚外接电容CT和12脚外接电阻RsET决定, 只有建立基准电压后振荡器才开始振荡。
PWM比较器(PWM COMP):电流误差放大器输出信号与振荡器的锯齿波电压经 比较器后产生脉宽调制信号,该信号加到触发器。

触发器(FLIP FLOP):振荡器和PWM比较器输出信号分别加到触发器的S、R端 以控制触发器输出脉冲,该脉冲经与门电路和推拉输出级后驱动外接的功率开关管。 基准电源(REF):该基准电压受欠压封锁比较器和使能比较器控制,当这两个比 较器都输出高电平时9脚可输出7.5V基准电压。 峰值电流限制比较器(LMT):电流取样信号加到该比较器的输入端,输出电流达 到一定数值后该比较器通过触发器关断输出脉冲。 软起动电路(SS):基准电压建立后14uA电流源对SS脚外接电容Css充电。刚开 始充电时SS脚电压为零,接在ss脚内的隔离二极管导通,电压误差放大器的基准电压 为零,UC3854无输出脉冲。CsS充足电后隔离二极管关断,软起动电容与电压误差放大 器隔离,软起动过程结束,UC3854正常输出脉冲。发生欠压封锁或使能关断时与门输 出信号除了关断输出外还使并联在Css两端的内部晶体管导通,从而使Css放电以保证
下次起动时Css从零开始充电。
3.2.2

UC3854管脚排列

功率因数校正芯片UC3854有很多种封装形式,如图3.5所示为最常用的DIP.16封
装。

19

西安科技大学硕士学位论文

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VA OUT VAS

‰叭l耋
图3.5 UC3854管脚图

GND(1脚)接地:所有电压的测试基准点。振荡器定时电容的放电电流也由该脚 返回。因此定时电容与它的距离应尽可能短。 PKLMT(2脚)峰值限流:峰值限流门限值为零值(0.01V)。该脚应接入电流取样 电阻的负电压。为了使电流取样电压上升到地电位,它与基准电压脚(I疆F)之间应接 入一个电阻。
CA

OUT(3脚)电流放大器输出:宽带运放的输出端。该放大器检测并放大电网

输入电流,控制脉宽调制器来强制校正电网输入电流。 IsENsE(4脚)电流检测负号端:电流放大器反相输入端。
MULT OUT(5脚)乘法器的输出端和电流检测器的J下输入端:模拟乘法器的输出

直接接到电流放大器的同相输入端。 IAA(6脚)交流电流输入端:乘法器的输入端。用于从输入整流来调整波形,该 端保持在6V,是一个电流输入。
VA

OUT(7脚)电压放大器的输出端:该端电压可调整输出电压,该脚电平低于

1V时,将禁止乘法器输出。 VAS(8脚)电网电压有效值输入端:整流桥输出电压经分压后加到该脚,为了实 现最佳控制,该脚电压应在1.5V ̄3.5V之间。 REF(9脚)基准电压输出端:该脚输出精确值为7.5V的基准电压,最大输出电流 为10mA,并且内部可以限流。当VCC较低或使能脚ENA为低电平时,该脚电压为零。 为了有良好的稳定性,该脚到地应接入O.1心或更大的陶瓷电容。
ENA(10脚)使能控制端:使UC3854输出PWM驱动电压的逻辑控制信号输入端。 该脚电压达到2.5V后,基准电压和驱动电压(GT DRV)才能建立。该信号还控制振荡

器和软起动电路。不需要使能控制时该脚应接到5V电源或通过22kQ电阻接到VCC脚。 VSENSE(1l脚)电压放大器反相输入端:功率因数校正电路的输出电压经分压后加 到该脚。该脚与电压放大器输出端(7脚)之间还应加入放大器RC补偿电路。

3有源功率因数校正(APFC)器设计

RsET(12脚)振荡器定时电容充电电流和乘法器最大输出电流设定电阻接入端:该 脚和地之间接入一只电阻,可设定定时电容的充电电流和乘法器最大输出电流。乘法器 最大输出电流为3.75V/酏ET0 SS(13脚)软起动端:UC3854停止工作或VCC过低时,该脚为零电位。开始工

作后14衅电流源对外接电容充电,该脚电压逐渐上升到7.5V,PWM脉冲占空比逐渐
增大,输出电压逐渐升高。 CT(14脚)振荡器定时电容接入端:该脚和地之间接入定时电容CT,可按下式设
定振荡器的工作频率:

厶=i—i


1.25

(3.2)

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VCC(15脚)正极性电源电压:为了保证正常工作,该脚电压应高于17V。为了吸 收外接开关管栅极电容充电时产生的电源电流尖峰,该脚与地之间应接入旁路电容器。
GT

DRV(16脚)栅极驱动电压输出端:该脚输出电压可以直接驱动外接的MOSFET。

当驱动大功率IGBT时要加功率放大电路。该脚内部接有钳位电路,可将输出脉冲幅值 钳去位在15V。因此当VCC高达35V时,该器件仍可正常工作。
3.3

APFC控制电路设计嗍
在本课题中开关电源的AC/DC变换级采用了以UC3854为控制芯片的有源功率因

数校正电路,电路输入交流电压‰范围为‰=220V士15%=187V ̄253V,输出为385V。
以UC3854为核心的功率因数较正电路图如图3.6所示。

图3.6以UC3854为核心的功率因数较正电路图
2l

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3.3.1电路基本组成
该电路由两部分组成:以UC3854为核心的控制电路和升压变换器主电路。升压变 换器电路由整流桥B201、升压电感L201、MOSFET Q210,隔离二极管(MOSFET模
块内的二极管)D201和滤波电容C205和C206等组成。设计使升压电感工作于电流连

续状态,在这种状态下,脉冲占空比决定于输入与输出电压之比,输入电流的纹波很小, 因此电网噪声很小。

3.3.2保护输入部分
为了保护功率开关管,在本系统中该芯片设有三个保护控制信号,分别为: (1)ENA:当PFC电路过流时,通过外接的判断电路使该脚接低电平而禁止。否 则,该脚应通过电阻R230接到VCC脚。作为重要的保护输入之一,可实现过流保护,
该保护是必须的。

(2)SS:接入了47¨F的软启动电容C215,可以有效的减小系统启动时的冲击电
流,保护了整流桥和开关管。

(3)PKLMT:采用图3.6中所示的分压电阻时,当输出电流达到12A时,电流取
样电阻R201两端电压为12x0.24375=(VREFxR226)/R227=(7.5Vx3.9Kf2)/1 0KQ=2.925V,

PKLMT脚的电压为0V。输出电流大于12A时将开始限流。为了滤除高频噪声,该脚 到地之间接入470pF的旁路电容C207。

3.3.3控制输入部分
UC3854的GT DRV脚输出的PWM脉冲通过驱动电路加到MOSFET的栅极。驱动

脉冲的占空比同时受以下四个输入信号控制‘39】: (1)VsENsE:一般输出端分压电阻值应保证该脚输入电压不高于7.5V。本课题中 其值为:

‰=Zo×而丽R209 =385矿×面而3.9丽Kf2
R。r:k:—260V—x,,/2:1.47Mf2
~ 』一c 250∥A

=2.92矿

(3.3)

图3.6中的470kQ的电阻R232和0.047lxF的电容C213组成电压放大器补偿网络。 (2)IAC:当电网输入电压过零时IAC脚的电流为零。设定当电网输入电压达到峰

值时,IAC脚的电流为250pA,此时RAC为:
(3.4)

取R221=吣1.5MQ

(3)IsENsE/MULT OUT:电流取样电阻两端的压降加到4脚和5脚(即电流放大器
22

3有源功率因数校正(APFC)器设计

的两输入端)之间。620pF电容C209和62pF电容C208与24kQ电阻R228组成电流放 大器补偿网络。电流放大器具有很宽的带宽,从而可使电网电流跟随电压而变化。 (4)VRUs:为了保证输入电压变化时输入功率不变(假设负载功率不变),采用了 电网电压有效值前馈电路。为此,在乘法器中,电网电流必须除以电网电压有效值的平 方。加到8脚(VRMS)的电压正比于整流电网电压的平均值(也正比于有效值)。该电

压在芯片内平方后作为乘法器的除数。乘法器的输出电流‰(5脚)与6脚的输入电
流厶c和7脚(电压放大器输出)电压成正比,与8脚VRUs电压的平方成反比,即: 一K。Jf_c×(∥删一1) 锄一




r1¨ “。7

3.3.4

PWM频率设定

在该电路中,设定振荡器的工作频率为100kHz。由前述芯片的介绍可知,该频率
由电容CT(即C216)和电阻RsET(即R231)决定。设计电路时应首先确定RSET,因为该

电阻值影响乘法器的最大输出电流功觇撇:

因为乘法器最大输出电流不能超过厶c的两倍,故风ET可选用15lQ电阻。此时

k一警 IMULTm。--鬻=_25叩彳。当乘法器输出端到取样电阻之间接入4.7lQ电阻时,电流
㈦6,

检测电阻中的由乘法器最大输出电流产生的最大电流为:

IuAx=%篙笋“…A
确定为1kQ后,可根据所需的开关频率按公式(3.2)计算定时电容CT的容量:

@7,

q:』之:2381pF
RSETx-,

(3.8)

CT取值2200pF。
3.4

APFC主电路设计

3.4.1升压电感参数设计
在有源功率因数校正电路中电感器是必不可少的元件。电感器的设计选用是否得 当,对于能否发挥电路的特性、效率和作用、得到满意的校正结果,是至关重要的。根
据整个电源的设计要求,可以设定该电路的参数如下:

输入电压Vt,v=220V+15%=187"--'253V,输出功率Po=3800W,输出电压Vo=385V,

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效率g≥95%,开关频率f。=25kHz。 电感电流的最大峰值出现在电网电压最低且负载最大时:

k=亟V/N(min)=—,J2x面3800一/0.95=30.25(彳)
允许电感电流有20%的波动,则有:

(3.9)

Ⅳ=0.2IpK=0.2x30。25=6.05(A)

确定在‰时的占空比(Vm(?xj是电网电压最低时整流桥输出电压的峰值):
D=

堡二鱼!竺!:—385-√—r2x187
Zo 385

=0.32

(3.10)

计算升压电感为:

三:生!丛生:型三兰!璺Z兰Q:三三:o.56mH
)s出
25000x 6.05

(3.11)

3.4.2输出电容参数设计
APFC电路的输出电容的选择主要应考虑:输出电压的大小及纹波值、电容允许流 过的电流值、等效串联电阻的大小、容许温升等众多因素。此外,稳压电源还应要求在 输入交流电断电的情况下电容容量足够大,以保证一定的放电维持时间。 由于利用维持时间计算所得的电容量最大,所以这里以输出电压的维持时间为计算 依据。假设维持时间要求为一个工频周期即20毫秒,满负载功率为3.8kW,电容电压 在此期间允许的跌落为100V,则根据能量守恒算得:

c。2丽2Po
工作的最小电压。
和等效电感(ESL)。

x磊At=筹讹6助F

@㈨

式中:尸6为负载功率,厶f为电容维持时间取20ms,Zo为输出电压,%伽州为维持负载 实际应用时取6个4701aF/450V的电解电容并联,可降低电容的等效电阻(ESR)

3.4.3整流桥、开关管和二级管的参数设计
在该部分电路中,整流桥作为输入整流器应参考以下参数:最大正向整流电流、峰 值反向截止电压、能承受的浪涌电流的能力。本系统中采用了50A、1000V的方桥 KBPC5010,可满足以上要求。 常用的开关器件包括GTR、MOSFET、IGBT等。MOSFET器件的特点是驱动功率 小、线路简单、开关频率可以很高,但通态压降较大。功率晶体管通念压降小,但是属 于电流驱动,工作频率较低。IGBT兼具这两类器件的特点,驱动电路简单,导通压降

3有源功率因数校正(APFC)器设计

相对也小,开关频率比GTR明显提高,一般在50kHz以下,而且关断时的电流拖尾现 象增大了损耗。考虑到本设计中PFC电路的工作频率和功率等级,以及实际应用中的稳 定性和成本等因素选用MOSFET作为功率开关器件。 根据电路结构分析,开关管的电流容量至少等于电感中的最大峰值电流,它的电压 额定值至少等于输出电压,这对于二极管也是一样的。为了减少开关管的导通损耗,输 出二极管的开关速度还应该非常快,因此选择快速恢复二级管。

3.5本章小结
在本章中,首先介绍了单相有源功率因数校J下技术(APFC)的基本原理,包括基 本电路原理结构图、工作波形图等,叙述了其工作过程。具体介绍了应用于功率因数校 正电路中最为常用的控制芯片UC3854,描述其工作特点及过程。陈述了本次课题中功 率因数校正部分的设计过程,包括具体主电路结构、控制部分原理的设计等。通过本章,
实现了功率因数校正的目的。

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DC/DC变换器设计

4.1全桥变换器电路原理
全桥(Full.Bridge,FB)变换器电路拓扑是目前国内外最常用的DC/DC变换电路 拓扑形式之一,在中大功率应用场合更是首选拓扑。这主要是考虑它具有功率开关器件 电压、电流额定值较小,功率变压器利用率较高等明显优点。基本的全桥变换电路根据 供电方式的不同(输入端所连接储能元件的不同)可分为电压型全桥变换器和电流型全 桥变换器两类【l引。其中电压型DC/DC全桥变换电路是由基本的Buck电路演变而来,因 此也称为全桥Buck变换器,在实际中得到较广泛的应用。其基本电路原理结构如图4.1
所示。

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图4.1电压型DC/DC变换器电路

电压型全桥变换电路可以在PWM方式下工作,通过控制四只开关管Q1.Q4的通断 顺序以及通断时间,就可以方便地调节输出电压。电压型全桥变换电路也可以以谐振方 式工作,如串联谐振方式(CSRC)和并联谐振方式(PI地)。但与准谐振变换器(ORCs) 和多谐振变换器(MRCs)一样,这时输出电压的调节需要采用频率调制方式,因此当 输入电压或负载在很大范围内变化时,要求开关频率有很大的变化范围,这使得电路中 的磁性元件以及滤波器的优化设计很难实现。 通常,为了在变压器副边得到占空比可调的正负半周对称的交流方波电压,可以采
用常规的脉宽调制(PWM)方式。常规的PWM方式也称为双极性控制方式。在这种控

制方式中,斜对角的功率开关管QI和Q4为一组,同时导通或同时截止;Q2和Q3为
另一组,同时导通或同时截止。两组开关管交替导通和关断,开通时间均不超过半个周



DC/DC变换器设计

期。在这种控制方式中,功率变换是通过中断功率流和控制占空比的方法实现的,工作 频率恒定。开关器件通常工作在硬开关状态下,由于电路中杂散参数(MOSFET结电容 和线路上寄生电感等)的影响,开关管在开关过程中的电流尖峰(容性开通)和电压尖 峰(感性关断)会很高,一般需要很大的安全工作区并附加缓冲电路吸收。开关管的开 关损耗很大,从而限制了开关频率的提高。同时过高的du/dt和di/dt造成严重的开关噪 声,并通过开关米勒电容耦合到驱动电路,影响控制和驱动的稳定性。另外,这种控制

方式下,若变压器副边接电感负载,当占空比眨1/2,即Ql和Q4的导通时间T()N>Ts/4
时,输出电压波形始终为180‘电角度的方波,不受D的影响。即这种脉宽控制方式的
全桥变换器不适于带感性负载。

与双极性控制方式相比较,移相PWM控制方式是近年来全桥变换电路拓扑中广泛 应用的一种软开关控制方式,这种控制方式实际上是谐振变换技术与常规的PWM变换 技术的结合。移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振 元件。利用高频变压器漏感储能对功率开关管两端输出电容的充放电来使开关两端电压 下降为零,使全桥变换器的四个开关管依次在零电压下导通,在缓冲电容作用下零电压 关断,从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声,减少了器件开关过程中产生的电 磁干扰,为变换器装置提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。 同时,还保持了常规的全桥PWM电路中拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定, 元器件的电压和电流应力小等一系列优点。 另外,近几年来有限双极性控制方式也得到了较多的关注。这种控制方式的特点是: 电路中一个桥臂的两个开关管180‘。互补导通,另一个桥臂的两个开关管的导通占空比
可调。

从实现变换装置的小型化和轻量化的角度来看,有限双极性控制方式和移相PWM 控制方式是具有更多优越性的软开关方式,是中、大功率应用场合的理想控制方式。 根据本课题的具体情况和技术的成熟程度,本电源选用移相控制全桥零电压开关 PWM变换器(Phase.shifted
zero—voltage.switching

PWM converter,PS.ZVS.PWM

converter)作为DC/DC环节的拓扑。

4.2移相控制全桥零电压PWM变换器
人们在移相控制(Phase—shifting Control,PSC)技术的基础上,利用功率管的输出 电容和输出变压器的漏感作为谐振元件,使FB PWM变换器四个开关管依次在零电压 下导通,实现恒频软开关1191,称为PSC
换器。
FB

ZVS.PWM(移相控制全桥零电压PWM)变

27

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4.2.1工作原理 图4.2为移相控制全桥零电压PWM变换器电路原理图。其中,‰为直流输入电压,
QI--一Q4为功率MOSFET开关管,D1-D4分别为其反并联二极管,C1-C4分别为Q1-Q4

的寄生电容或外接电容,Llk为变压器的漏感。

l, J匡
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图4.2移相全桥零电压PWM变换器电路原理图

移相PWM控制技术,利用功率管的输出电容和变压器的漏感作为谐振元件,在一 个完整的开关周期中通过谐振使全桥变换器的四个开关管依次在零电压下导通,在电容 C;(净1,2,3,4)作用下零电压关断。每个桥臂的两个开关管互补导通180。,两个桥 臂的导通之间相差一个相位即所谓移相角。通过调节此移相角的大小,来调节输出电压 脉冲宽度,在变压器副边得到占空比D可调的正负半周对称的交流方波电压,从而达到 调节相应的输出电压的目的。图4.3为全桥零电压开关PWM变换器电路在一个完整的 开关周期中四个开关管驱动信号、变压器的原边电压玖价副边整流电压%d及原边电
流抽波形。

如果Ql和Q2的驱动信号分别领先Q4和Q3,则可以定义Q1和Q2组成的桥臂为 超前桥臂(1eading leg),Q3和Q4组成的桥臂为滞后桥臂(1agging 分析之前,作如下假设: ①所有开关管、二极管均为理想器件; ②所有电感、电容、变压器均为理想器件: (爹C l=C2=C3=C4=Cr; ④Lf>>Llk/K2,其中K为变压器的原副边匝比。
leg)。

在一个开关周期中,移相控制全桥零电压开关PWM变换器有12种工作状态。在

28



DC/DC变换器设计

Ql

I I
- ●


i;Q2

i I


● I

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Ql

Q4:
● ● ● ● ●


12

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图4.3移相全桥主电路波形图

i i—





N ; { ▲●^

— 一

开关状态工作情况为【20】:

(1)开关状态0 tE【0,t0],Q1和Q4导通。原边电流由电源经Q1、变压器漏感Llk、变压器原边绕 组以及Q4,最后回到电源负极。副边电流回路是从副边绕组经整流二极管D6、输出滤 波电感Lf、输出滤波电容Cf与负载RL,回到副边绕组。 (2)开关状态1 t∈[t0,tl】,在tO时刻关断Ql,原边电流从Q1中移到C1和C2支路中,给C1充 电,同时给C2放电。由于有C1和C2,Q1是零电压关断。在这个时段里,根据变压器 的等值简化电路,变压器漏感LJk和滤波电感Lf折算到原边的电感是串联的,而且Lf 很大,因此可认为原边电流昂近似不变,类似一个恒流源。这样原边电流扫和电容C1、
C2的电压为:

0=iP(to)=厶

(4.1)

%。(f)=西11



(4.2)

圪2∽=‰一去f
压下导通做准备,从而结束开关状态1。这个状态的持续时间为:

(4.3)

在tl时刻,C2的电压下降到零,Q2的反并联二极管D2自然道通,为Q2在零电

西安科技大学硕士学位论文

%l=—f
。一2D%
』1

(4.4)

(3)开关状态2

t∈[tl,t2],D2导通后,开通Q2。虽然这时候Q2被开通,但Q2并没有电流流过,
原边电流沿变压器原边Q4、由D2流通,电路进入环流阶段。由于是在D2导通时开通

Q2,所以Q2是零电压开通。Ql的驱动信号和Q2的驱动信号之间的死区时间应有
td(1ead)>tol,即:

乙(胞耐)>T2CrVm
_fI

(4.5)

在这段时间里,原边电流等于折算到原边的滤波电感电流,即:

㈣=警
在t2时刻,原边电流下降到易。
(4)开关状态3

~、芬(IL)

(4.6)

t∈【t2,t3],在t2时刻,Q4关断,原边电流it,由C3和C4提供,即原边电流it,用 来抽走C3上的电荷,同时又给C4充电。由于C3和C4的存在,Q4是零电压关断。此

时虼庐.‰,虼B的极性由零变为负,变压器副边绕组电势反相,整流二极管D5开始到
导通,以至两个整流二极管同时导通,将使变压器副边短接。这样变压器副边绕组电压 为零,在理想变压器的假设下,忽略了励磁电感,原边绕组电压也为零,玖B直接加在 变压器漏感Llk上。因此在这段时间里实际上变压器漏感Llk和C3、C4在谐振工作,使 C4充电,C3放电。在这段时间罩有:

2D孥=‘
dt

(4.7) 1一j

厶等一%4
%2+%4=V。n
初始条件是:一%4(f2)=0,ip(t2)=/2

(4.8)

(4.9)

代入初始条件解方程(4.7)、(4.8)、(4.9)可得原边电流/p和电容C3、C4的电压
分别为:



DC/DC变换器设计

‘=厶COS co(t一乞) 圪4(,)=Zel2 sinco(t一乞)

(4.10)

(4.11)

其中,zP=,/—LI,/—2C,.,国=l/瓜。
3=

%2(f)=%一乙厶sin co(t-t2)

(4.12)

假设谐振开始时变压器漏感储能足够大,在t3时刻,当C3、C4完成充、放电过程 (即当C3电压谐振下降到零、C4电压上升到‰),D3自然导通(为Q3零电压导通做 准备),结束这一开关模态,开关模态3的持续时间为:

i争 厂国1t2---sin。矗




么。』,

㈡㈣
(4.】3) ……

(5)开关状态4

tE[t3,t4],在t3时刻D3自然导通,此时开通Q3则其为零电压开通。Q3驱动信

号和Q4驱动信号之间的死区时间为舻t23,即: i争 p国1--sin一去’
乞>




(4.) (4.14)

么。』.

虽然Q3此时已经开通,但不通过电流。原边变压器漏感Llk的储能回馈给输入电源。 由于副边两个二极管同时导通,所以变压器副边绕组电压为零,原边绕组电压也为零, 这样电源电压加在变压器漏感两端,原边电流线性下降,原边电流为:

‘O)=Ip(t3)一{丝O一毛)
Llk

(4.15)

到t4时刻,原边电流从昂俐下降到零,二极管D2和D3自然关断,Q2和Q3将
流过电流,开关模态4的时间为:

t34=厶ב(如)/吃
(6)开关状态5

(4.16)

t∈[t4,t5],在t4时刻,原边电流由正值过零,并且向负方向增加,此时Q2和Q3 为原边电流提供通路。由于原边电流仍不足以提供负载电流,负载电流仍由两个整流管 共同提供回路,因此原边绕组电压仍为零,加在变压器漏感两端电压是电源电压Vin,
原边电流反向增加。原边电流为:

31

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‘O)=一÷芝0一t4)
Llk

(4.17)

原边电流的反向线性增长,导致输出整流二极管D6中电流线性下降而D5中电流
线性上升,在这个过程中应有iDY+iD6=iLF。到t5时刻,原边电流达到折算到原边的负载

电流也F(tS)/K值,该开关模态结束。此时,整流管D6关断,D5流过全部负载电流。半 个开关周期结束,开始下半个开关周期。开关模态5的时间为:

气5=———寺—一
y加

.L‰?I吁(ts)/K

(4.18)

(7)开关状态6 t∈【t5,t6】,在这段时间里,电源给负载供电,原边电流为:

iv(t)=一j差之孑%o一如)
在t6时刻,Q2关断,其工作状态类似于上述周期。

c4.-9)

4.2.2零电压开关的实现条件
由以上分析可知,开关管是在其输出结电容作用下零电压关断的,而零电压导通是 通过线路电感与输出结电容产生的谐振实现的。通常,通过谐振使同一桥臂上关断开关
管的结电容充电,使要导通的开关管的结电容放电,当电容放电过程结束后(要导通开

关管两端电压降为零),给出导通管驱动信号,从而实现零电压导通。显然为了实现零 电压导通需满足两个条件,首先,谐振电路本身应保证能通过谐振使导通管结电容完全 放电;其次,驱动信号必须在导通管结电容完全放电(两端电压降为零)后给出,即同 一桥臂的导通和关断信号之间的间隔应大于相应结电容的充放电时间。 要实现开关管的零电压开通,必须有足够的能量来抽走即将开通的开关管上谐振电 容的电荷,并给同一桥臂将要关断的开关管上谐振电容充电【2l】【2211231。同时,考虑到变 压器原边绕组电容,还要一部分能量来抽走变压器原边绕组寄生电容CTR上的电荷。也 就是说,谐振能量必须满足:

E>圭c暖+三C,吃+圭C豫吆=c吆+三c去吃

(4.2。)

超前桥臂容易实现ZVS。这是因为在超前桥臂开关过程中,输出滤波电感Lf是与 变压器漏感LIk串联的,此时用来实现ZVS的能量是Llk和Lf中的能量。一般来说,Lf 很大,在超前桥臂开关过程中,其电流近似不变,类似一个恒流源,这个能量很容易满
32



DC/DC变换器设计

足式(4.21)。 滞后桥臂要实现ZVS则比较困难。这是因为在滞后桥臂开关过程中,变压器副边 是短路的,此时变压器就被分成两部分,一部分是原边电流逐渐改变方向,其流通路径 由逆变桥提供;另一部分是负载电流有整流桥提供续流回路,负载侧与原边电流没有关 系。此时用来实现ZVS的能量只是变压器漏感中的能量,要实现ZVS则必须满足:


. .






÷厶巧>C吃+÷%吃
ZVS就困难的多,因为变压器漏感比输出滤波电感要小得多。

(4.21)

由于输出滤波电感Lf不参与滞后桥臂ZVS实现,较超前桥臂而言,滞后桥臂实现

4.2.3移相控制全桥零电压PwM变换器特点分析
与常规的全桥PWM变换器相比,移相控制全桥零电压PWM变换器具有很明显的 优势。他取消了开关管缓冲电路,利用变压器漏感及开关管结电容谐振,在不增加额外 元器件的情况下,通过移相控制方式,使功率开关管实现了零电压导通与关断,减小了 开关损耗:降低了开关噪声,提高了整机效率,减小了整机的体积与重量;保持了恒频控 制,且开关管的电压电流应力与常规的全桥PWM变换器基本相同。但是,其主要缺点 有滞后臂开关管在轻载下将失去零电压开关功能、原边有较大的环流、增加了系统的通 态损耗、存在着占空比丢失、输出整流二极管为硬开关、开关损耗较大等。

4.3移相控制全桥零电压PWM变换器性能改进方案
在以上分析中,超前臂容易实现零电压开关,而滞后臂难以实现零电压开关。为了 解决这个问题有两种方法可选择。一是改进主功率回路;二是增添辅助谐振网络【3】。 主功率回路改进的方案有两个:一是增加励磁电流;二是根据最小负载电流,在原 边串联一个相应的谐振电感。但前者只会增大原边电流,无疑会增大高压开关管的通态 损耗和变压器的损耗;而谐振电感的加入不仅会进一步增加副边电压占空比的丢失,还 会导致原边环流能量大大增加并且会加重漏感与副边整流二极管结电容的寄生振荡【l 为解决以上矛盾,目前常采用的方法有以下几种: (1)采用饱和电感的办法,就是将谐振电感改为饱和电感。理想的饱和电感,当 其上通过电流小于Ic(Ic称为临界饱和电流)时,其电感量为一恒定值Lso储能正比于 通过电流的平方;而当其通过的电流大于Ic时,其电感量将接近于零,储能维持恒定不 变。这样就可根据最小负载电流设计饱和电感的饱和电流和饱和电感值。而当原边电流 从一个方向向另一个方向变化时,该饱和电感只在电流小于k段起作用,其余部分电感 为零,电流直线变化,因而可大大减小占空比丢失。 (2)采用辅助谐振网络增强滞后桥臂实现ZVS的能力。即在滞后桥臂实现零电压
33
4。。

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开关的过程中,根据电流增强原理,由辅助网络和谐振电感同时给开关管的并接电容充 放电。这样可以减小所需的谐振电感,因此可减小副边占空比的丢失。 在全桥变换器的滞后臂并联辅助谐振网络,不干扰主功率变压器回路,功率损耗也 小,其工作状态不受负载电流大小的影响。辅助谐振网络能使滞后臂开关管在轻载时实 现ZVS,明显减少占空比丢失,提高了电源的效率和可靠性,对全桥软开关电源的性能
改进有重大实用价值。 辅助谐振网络电路图如图4.4所示。该辅助谐振网络是基于电流增强原理工作的。

辅助谐振网络的电流增强原理将图4.2和图4.4中的两个电路并联,共用一个桥臂,即 共用Q3和Q4。当滞后臂下管Q4关断时,辅助电感的电流与变压器原边电流同时流入
节点B。而当滞后臂上管Q3关断时,它们又同时流出节点B。也就是说两种电流同时

对并联电容器充电放电,它在各种负载电流时,特别是在轻载或者空载等最恶劣条件下, 也能在Q3、Q4导通之前,抽掉与其并联的电容中的电荷,实现完满的零电压开关【28】【291。 设C。l=Ca2=C。,在Q4处于导通状态时,辅助电感L。电流处于自然续流状态,流经

Q4舢珈姚乱叱/√轰’Le精∽2丽I瑚晰冁陷黼凇
r、,r
?



制FB.ZVS.PWM变换器要实现ZVS的关键在于:

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Dal 一K La


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Q4

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C4
2= _.一

Da2 K


图4.4辅助谐振网络的基本电路结构

①当Q4关断,辅助电感电流厶从Q4转移到C4和C3中,给C4充电,给C3放 电,辅助电感La与C3、C4谐振工作。当C4的电压上升到输入电源电压‰,C3的电 压下降为零,此时D3开通,将Q3的电压钳位为零。 ②Q3零电压开通后,辅助电感电流ILa流经D3和Da2,加在辅助电感上的电压为
34



DC/DC变换器设计

.%,其电流线性下降直到ILa下降到零。 ③辅助电感La辅助电容Cal、Ca2谐振工作,ILa反向增加给Ca2充电,同时给Cal 放电。当Ca2的电压上升到输入电源电压%,Cal的电压下降为零,此时开通D。l。开通

D。l之后,Q3和D8共同导通,加在辅助电感La的电压为零,么处于自然续流状态,I旷
一Ia。

④当Q3零电压关断后,半个周期结束,下半个周期类似。 由上述分析可知: ①辅助电感电流ILa的最大值为I。,只与输入电源Vin和辅助网络特性阻抗

z=,/鲁有关。
Y二L4



②辅助电容的电压应力为输入电源电压Vin,辅助二极管的电压应力也为Vin,且 其电流应力为Ia。 ③Q4关断时,辅助电感电流ILa是以最大电流I。流向Q3的E极和Q4的C极的交 点B。当Q3关断时,辅助电感电流ILa是以最大电流I。从交点B流出。

4.4主电路设计

4.4.1主电路拓扑设计
考虑到所有的变压器原边电路拓扑可能的结构及其应用范围,根据设计参数要求, DC/DC变换器的输出功率为380W,按照功率范围可以选择J下激、全桥、半桥以及推挽 电路。正激电路变压器单向励磁,变压器利用率低,一般很少采用‘301。所以全桥、半桥 和推挽电路是经常使用的电路,对于本DC/DC变换器而言,输入电压是由PFC电路产 生的较为稳定的385V直流电压,在这一范围内推挽电路没有特别的优势,而且还存在 偏磁问题,所以也不予采用。这样就只剩下全桥和半桥电路。原则上变压器原边的拓扑 结构既可以选择半桥、也可以选择全桥电路,然而对于全桥电路而言实现软开关较为方 便。因此,本系统变压器原边采用了全桥电路拓扑。 变压器副边的整流电路一般采用不可控整流电路【3l】【341。具体形式有半波整流、全波 整流和全桥整流电路。半波整流电路存在直流偏磁问题,而且输出脉动大,一般在大功 率电源中不予采用。在大功率电源中一般采用全波整流或是全桥整流。但二者应用领域 不同。全波整流电路适用于低压大电流输出的情况。在本模块中,由于输出电压不高, 采用全波整流电路即可。考虑到输出纹波等参数的要求,在输出整流单元后要加输出滤 波单元。在输出纹波要求不高的情况下可采用一级滤波电路,具体的滤波电路设计在后
面介绍。

35

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Q2
.......一I.-- D2 j C2 D4 c4
22

La

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l匠

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J匿

Q4一 k 一

D5 Cb



LI.廷~.







Cf『


}D6 ≥ u

图4.5 DC/DC变换器的主电路结构图

DC/DC变换器的主电路结构如图4.5所示,由PFC电路产生的较为稳定的385V直 流电压经过单相逆变桥,高频变压器和整流输出电路变换为38V的直流电供负载使用。 单相逆变桥由Q1~Q4四个功率管组成,为高频变压器提供脉宽可调的交流方波电压。 c1--一c4为谐振电容,实际上为功率管的结电容。高频变压器T起到隔离和降压的作用。 谐振电感L“包含变压器漏感LIk)用来帮助实现开关管的零电压开关,而隔直Cb则是用 来防止高频变压器直流磁化。由于功率管的驱动电路的不一致、功率开关管的离散性等 因素的作用,单相逆变桥的交流方波电压中可能含有较小的直流分量,如果不用隔直电 容将直流分量隔去,高频变压器就会饱和,导致单相逆变桥烧毁。Lf和Cf构成输出滤
波电路。

4.4.2高频变压器设计
高频变压器是DC/DC变换器的核心元件,其作用有三点,即能量转换、电压变换 和输入输出之间的隔离。变压器设计的好坏不仅影响变压器本身的发热和效率,同时也
影响到开关电源的技术性能和可靠性。同时,许多其它主电路元件的参数设计都依赖于

变压器的参数。因此,在主电路拓扑确定以后首先应该进行的是变压器的设计刚。 高频变压器工作时的电压、电流都不是正弦波,因此其工作状况同工频变压器是很
不一样的,设计公式也有所不同。需要设计的参数是变比、磁芯的形式和尺寸、各绕组

匝数等,所依据的参数是工作电压、工作电流和工作频率等【24】。
(1)变压器匝比的计算

匝比的计算原则是电路在最大占空比和最低输入电压的条件下,输出电压仍能达到 设计任务书要求的上限,考虑到电路中的压降,输出电压应留有裕量:
36



DC他C变换器设计

K≤兰磐&
Vo+AV

(4.22)

其中K为变压器原副边匝比,%埘加为输入电压的最小值,口一为副边最大占空比, %为输出直流电压,△y为输出整流二极管的通态压降和输出滤波电感Lf上的直流压
降之和。

考虑到移相控制方案存在副边占空比丢失现象,选择副边占空比丢失为10%,原边

最大占空比为0.8,‰加为PFC级输出电压的稳定值385V,假设输出整流二极管的通态
压降为1.5V,输出滤波电感上的直流压降为0.5V,那么:
38+1.5+0.5

K≤—385x0.—Sx0.85:6.5

在实际中选择匝比为K=6。 (2)变压器磁芯的选择

高频变压器磁芯多是低磁场下使用的软磁材料,有着较高磁导率、低的矫顽力和高 的电阻率【27】。一般来说,磁芯材料磁导率高,在一定的线圈匝数时,通过不大的励磁电 流就能有较高的磁感应强度,线圈就能承受较高的外加电压,因此输出一定功率要求下, 可减小磁芯体积。磁芯矫顽力低,磁滞回环面积小,则铁损也小。高的电阻率则使得涡
流小,铁损小。

铁氧体软磁材料是复合氧化物烧结体,电阻率很高,尤其适合高频下使用,并且价 格便宣,故本变换器中的高频变压器使用铁氧体材料的磁芯。经常使用的选取磁芯的方 法是彳4。。乘积法。其中以代表磁芯磁路截面积,彳c代表磁芯窗口面积。它的原理是 先求出彳4c。的乘积,再根据这个值查表找出所需磁芯材料的编号,从而确定磁芯几何 尺寸。可根据以下公式选取合适的磁芯:
A/1≥

一2石嵫恕



(4.23)

其中n为变压器传输的功率,.居为开关频率,△口为磁芯在一个工作周期内磁通密
度的变化范围,磊为变压器绕组导体的电流密度,忽为绕组在磁芯窗口中的填充系数。 根据(4.23)式计算出磁芯应具备的彳4c乘积后,可以在磁芯生产厂家提供的产品 手册中找到合适的磁芯,使其形状和尺寸满足要求。变压器的传输功率为:

弓=弓㈦)=38x10x(?+击)=0.803c㈣
通过查表可知,盔在这里选为3A/mm2。根据以上参数可得:
37

㈠24,

电源的工作频率选为50kHz。窗口填充系数与线径和绕组数有关,一般情况下选为 0.4。在桥式变换器中△B为其饱和磁通的一半。一般的铁氧体磁性材料的饱和磁通为 0.3T到O.4T之间,这里将△B定为0.15T。铁氧体磁芯电流密度(在变压器温升25℃时)

西安科技大学硕士学位论文

44≥瓣T
(3)绕组匝数计算
Ⅳ’:


=丽丽8.瓦03x砸103

x丽104

=44.6(c聊4)

选择R2KB铁氧体磁芯EE85。 选定磁芯后,便可以计算绕组匝数。由于匝比己知,可以首先计算一次侧或二次侧
绕组匝数中任意一个,然后根据变比推算另一个。计算二次侧匝数的公式:



4fsABA。4x50x103×0?15x767x10曲

:塑±坚墨幽堕坐粤:2.55
(4.25)

取整数为3匝。由于变压器的匝比为K=6,则变压器原边匝数为18匝。
(4)变压器分布参数分析

开关变压器传递的是高频脉冲方波,在工作过程中,漏感对电路工作带来的影响主 要是负面的。开关器件关断时很高的di/dt使漏感两端产生尖峰状电压,给开关器件造 成过电压,虽然可以采用吸收电路来降低过电压,但会形成较大的损耗。过大的漏感还 会造成占空比的损失。当然漏感的大小也会影响到开关元件的工作状态,如软开关的实 现条件。 漏感的大小与变压器的制造工艺有关,减小漏感主要有以下方式:①减少绕组匝数; ②减少绕组厚度;⑨尽可能减少绕组间的绝缘厚度;④初、次级绕组交叉绕制。 在变压器中每个绕组一般情况下是多层的,且层间结构相同,分布电容总会存在。 减小分布电容的主要方式是:①层间采用介电常数小的绝缘材料;②绕组分段绕制;③ 正确安排绕组极性;④采用静电屏蔽。

4.4.3开关器件的选择
本课题采用MOSFET作为主功率开关器件构成全桥电路,输入电压是380V,考虑 电压裕量可以选用额定电压为800V的开关管。输出滤波电感有约20%的电流波动,所 以最大电流为12A,所以变压器原边电流最大值为120/6=2A,考虑两倍的裕量可选取额 定电流大于4A的管子。所以,选用了PHILIPS公司的MOSFET IRFBE30作为主功率
器件。

变压器二次侧整流二极管需选用快速恢复二极管,反向截止电压的最小值为:

‰:当盟:_2x385:128.4(n
,z

..



(4.26)

考虑到整流二极管在开通和关断时都有尖峰电压的存在,所以取2倍的裕量,其耐

压值为:128.4×2砣57V。由于两个二极管分流,所以每个整流二极管的最大平均电流为: ,。。:生:lo:5A …
2 2

(4.27)

38



DC,DC变换器设计

整流二极管中流过的最大电流为:

‰(懈)2易+半圳捌2。11彳
参数选取快速恢复二极管FRl04,其参数是:400V/35A。

(4.28)

二极管允许的峰值电流应大于1 1A,平均电流应大于5A,并留有一定裕量。根据

4.4.4输出滤波电路设计
输出滤波器的作用是滤除二次侧整流电路输出脉动直流中的交流成分,以便得到平 滑的直流输出。在开关电源中一般采用一级LC滤波,但当需要输出纹波很小时应采用
两级LC滤波。

(1)滤波电感设计 在设计隔离式高频开关电源时,大多数人都使用电感作为输出滤波电路的一部分。 电感的存在有两方面的作用‘251126]。第一个是它可以储存能量,以便在功率开关管截至或 “死区"时间内,能够给负载提供连续不断的电流。第二个作用是使输出的直流电压更 平滑,使输出电压的纹波能够达到允许的标准。 在全波整流电路中,输出电感为:


L,:—(E,.-—Vo)at
醚.

(4.29)

其中,易为整流二极管输出的方波电压幅值,△,为最大死区时间, 即整流二极管输出
的方波电压的低电压时间。Vo为输出电压,△五为电流波动。

&=翦%叫
代入方程(4.29)、(4.30)得:

(4.30)

同时,‰=睾一%=i385—1.5矿=62.7y,Vo=38V,fs=50kHz,△厶20.2场20.2×loA=2A,

三,:—(62.7—-38)×一1


l————


38

62.7 50×103





=49(/zH)

取值为驴1009H。
(2)滤波电容设计

滤波电容的作用是滤除电压纹波,一般取输出电压的交流纹波为50mV,则有:

C,=丽6/LAV=—8x5—0x1熹0面50x丽10


8石×

_3

F=100∥F 。

(4.31)

3×

39

西安科技大学硕士学位论丈

4.5控制电路设计 4.5.1控制芯片介绍
本电源DC/DC环节的脉宽调制控制芯片采用美国Unitrode公司针对移相控制方案 所推出的UC3875。图4.6给出了它的内部结构图。其电气特性如下: ①可实现0~100%占空比控制 ②实用的开关频率可达2MHz ③两个半桥输出的导通延时都可单独编程 ④欠压锁定(UVLO)功能 ⑤软启动控制功能 ⑥锁定后的过电流比较器在整个工作周期内均可重新启动 ⑦适用于电压拓扑和电流拓扑 ⑧4个2A图腾柱式输出级 ⑨10MHz误差放大器 ⑩在欠压锁定期间输出自动变为低电平

图4.6 UC3875内部结构框图

UC3875软开关移相PWM控制集成电路,对两个半桥开关电路的相位进行移相控 制,实现半桥功率级的恒频PWM控制,借助开关器件的输出电容充放电,在输出电容 放电结束的状态下完成零电压开通。相位控制的特点体现在UC3875的四个输出端分别 驱动的A/B、C/D两个桥臂,都能单独进行导通延时(即死区时间)的调节控制,在该



DC/DC变换器设计

死区时间罩确保下一个导通管的输出电容放电完毕,为即将导通的开关管提供零电压开 通条件。在全桥变换拓扑下移相控制的优点得到了最充分的体现,UC3875在电压模式 和电流模式下均可工作,并具有一个独立的过电流关断电路以实现故障的快速保护【411。 芯片的保护功能包括:欠电压锁定,即芯片的偏置电压在达到阐值(10.75V)之前, 其四个输出端均保持低的有源输出状态;内置的1.5V滞后使工作可靠;具有过电流保 护,一旦出现故障,该芯片保护电路可在70ns之内关断所有输出端:故障处理可在全
周期范围再启动。

该芯片的其他性能有:具有带宽超过7MHz的误差放大器;一个5V基准电压:软 启动功能;一个斜坡电压发生器和斜率补偿电路。 UC3875的工作电源分为两个:VIN(11脚)和VC(10脚),其中VIN是供给内 部逻辑电路用,它对应于信号地GND(20脚);VC供给输出级用,它对应于电源地PWR GND(2脚)。这两个工作电源应分别外接相应的高频滤波电容,而且GND和PWR GND 应该相连于一点以减小噪声干扰和减小直流压降。VIN设有欠压锁定输出功能
(Under-Voltage

Lock.Out,简称UVLO),当VIN的电压低于UvLO门槛电压时,输出

级信号全部为低电平,当VIN高于UVLO门槛电压时,输出级才会开启,UC3875的 UVLO门槛电压为10.75V。一般而言,VIN要高于12V,这样才能保证芯片更好地工作。 VC一般在3V以上就能正常工作,在12V以上工作性能会更好。因此一般可以把VIN
和VC接到同一个15V的电压源上。

UC3875在1脚供给一个5V的精密基准电压源VREF,它可为外部电路提供大约 60mA的电流,并且内部设有短路保护电路。同时,VREF也有欠压锁定功能,只有当 VREF达到4.75V时芯片才正常工作。为了获得最佳基准电压,在VREF脚和GND脚之

间应接入一个ESR和ESL都很小的0.1心解耦电容。
振荡器:芯片内有一个高速振荡器,在频率设置脚FREQ(16脚)与信号地GND 之间外接一个电容和一个电阻可以设置振荡频率,从而设置输出级的开关频率。振荡器
振荡频率满足:

厂2砭i4 i

(4.32)

为了能让多个芯片并联工作,UC3875提供了同步功能脚SYNC(17脚)。虽然每 个芯片自身的振荡频率不同,但一旦它们并联起来,所有芯片都同步于频率最高的芯片, 即所有芯片的振荡频率都变为最高的振荡频率。芯片也可同步于外部时钟信号,只要 SYNC外接一个振荡频率高于芯片的外部时钟信号。如果SYNC作为输出用,则它为外 部电路提供一个时钟信号。 锯齿波:斜率设置脚SLOPE(18脚)与一个电源Vx之间接一个电阻RsLoPE,为锯 齿波脚RAMP(19脚)提供一个电流为Vx/RstDPE的恒流源。在RAMP与信号地GND
41

西安科技大学硕士学位论文

之间接一个电容CRAMP,就决定了锯齿波的斜率等=i—二乞-一,选定RSLOPE和
af

Ks|DPE×乙RA御

CRAMP,就决定了锯齿波的幅值。如果Vx接整流后直流电压的采样电压,就可以实现输 入电压前馈。一般在电压型调节方式中,Vx直接接l脚的5V基准电压。RAMP是PWM

比较器的一个输入端,PWM比较器的另一端是误差放大器的输出端。在RAMP与PWM
比较器的输入端之间有一个1.3V的偏置,因此适当选择RSLOPE和CRAMP的值,就可以 使误差放大器的输出电压不能超过锯齿波的幅值,从而实现最大占空比限制。 误差放大器和软启动:误差放大器实际上是一个运算放大器,在电压型调节方式中, 其同相端E/A+(4脚)一般接基准电压,反向端E/A.(3脚)一般接输出反馈电压,反 向端E/A.与输出端(COMP)(2脚)之问接一个补偿网络,COMP接到PWM比较器的 一端。软启动功能脚SOFT-START(6脚)与信号地GND之间接一个电容Css,当 SOFT-START正常工作时,芯片内部有一个91xA恒流源给Css充电,SOFT-START的电 压线性升高,最后达到4.8V。SOFT-START在芯片内与误差放大器的输出相接,当误差 放大器的输出电压低于SOFT-START的电压时,误差放大器的输出电压被嵌位在 SOFT-START的电压值。因此SOFT-START工作时,输出级的移相角逐渐减小,使全桥 变换器的脉宽从0开始慢慢增大,直到稳定工作,这样可以减小主功率管的开机冲击。

当V。低于WLO门槛电压时,或电流检测端C/S+(5脚)电压高于2.5V时,SOFT-START
的电压被拉到0V。当上述两种情况都不存在时,SOFT-START恢复正常工作。 移相控制信号发生电路:移相控制信号发生电路是UC3875的核心部分。振荡器产 生的时钟信号经过D触发器2分频后,从D触发器的Q和Q得到两个180‘互补的方波 信号。这两个方波信号从OUTA和OUTB输出,延时电路为这两个方波信号设置死区。 OUTA和OUTB与振荡时钟信号同步。PWM比较器将锯齿波和误差放大器的信号比较 后,输出一个方波信号,这个信号与时钟信号经过“或非门"后送到RS触发器的输出 “Q”和D触发器的“Q’’运算后,得到两个180’互补方波信号。这两个方波信号从 OUTC和OUTD输出,延时电路为这两个方波信号设置死区。OUTC和OUTD分别超 前于OUTB和OUTA,而且它们之间相差一个移相角,移相角的大小决定于误差放大器 的输出与锯齿波的交截点。 过流保护:在芯片内有一个电流比较器,其同相端接电流检测端C/S+(5脚),反 向端在内部接了一个2.5V电压。当C/S+电压超过2.5V时,电流比较器输出高电平,使
输出级全部为低电平,同时,将软启动脚的电位拉到0V。当C/S+电压低于2.5V后,电

流比较器输出低电平,软启动电路工作,输出级的移相角从O开始慢慢增加。实际上, 也可以把C/S+用作一个故障保护电路,例如输出过压、输出欠压、输入过压、输入欠 压等。这些故障发生时,通过一定的电路转换成高于2.5V的电压,接到C/S+端,就可 以对电路实现保护。
42



DC他C变换器设计

死区时间设定:为了防止同一桥臂的两个开关管同时导通,同时给开关管提供了两 个脚,A.B死区设置脚DELAY
SET

A.B(15脚)和C.D死区设置脚DELAY

SET C—D

(7脚)。在死区设置脚与信号地GND之间并接一个电阻和一个电容,就可以分别为两 对互补的输出信号A.B、C.D设置死区时间。选择不同的电阻和电容,就可以设置不同
的死区时间。

输出级:UC3875最终的输出就是四个驱动信号,OUTA(14脚)、OUTB(13脚)、 OUTC(9脚)、OUTD(8脚),它们用于驱动全桥变换器的四个开关管。这四个输出均 为图腾柱(totem-pole)驱动方式,都可以提供2A的驱动峰值电流。OUTA和OUTB驱 动一只桥臂,并且与时钟波形同步。OUTC和OUTD驱动另一只桥臂,这对输出信号对
OUTA、OUTB有一定的相移。
4.5.2

PWM控制电路设计

图4.7是UC3875组成的PWM控制电路,其中R207和C204设置开关频率,R205 和C202设置OUTC和OUTD的死区时间,R206和C203设置OUTA和OUTB的死区 时间,R201和C205设置锯齿波的斜率和幅值,C206设置软启动的时间。R204和C201 跨接在误差放大器的反向输入端和输出端作为补偿网络构成比例积分(PI)调节器。



图4.7 UC3875组成的PWM控制电路

(1)将变换器的开关频率设置为50kHz,则振荡器的频率为100kHz,选择 C204=1000pF,则由式(4.32)可得到R207=39KQ。 (2)将开关变换器的死区时间设置为1“s,死区设置电阻决定死区时间。由UC3875
芯片资料可知:

43

西安科技大学硕士学位论文

。dcl巧。———-5—1‘了矿2z)u×1u? 气。巧=皇三专三三}兰=皇号委等吕芝兰=250×?o。6A‘=.6…2.5/比A1
则延迟设置电阻为:

c433,
。斗?jj’

B舶,:笙堕篓摹皇垦:三生:—生:38.4KQ
“撕
^,。

取&。I吖为39艘。

=一=一=—————,=
延时电流厶撕
62.5x10-6

…… .斗^&Z

(4.34) …
、‘..

4.5.3隔离反馈电路设计
DC/DC变换器中,功率主回路与电网连接,电压很高。而输出回路和控制回路电 压虽然相差不大。但为了人身和低压电子元件的安全,输出回路应与控制回路隔离,即 两者不共地。对直流电压隔离反馈的方案一般有两种,一种是采用隔离放大器,该方案 具有比较精确的特点,但成本较高。另一种是采用光耦隔离。但采用单只光耦隔离,由 于存在热平衡、漂移以及非线形问题,从而导致信号失真。



图4.8隔离反馈电路

本系统中采用了一种成本低廉、效果良好的对光耦TLP521.2进行隔离,电路如图 4.8的下半部分电路所示,光耦U203B进行隔离,另一只同类型光耦U203A对该光耦 进行温度补偿,以保证输出和输入的线性关系少受温度影响。通过该电路将电源的输出 电压反馈给UC3875的3脚,来控制脉冲移相。图4.8的上半部分为电流反馈电路,对 于输出电流的检测采用了霍尔传感器。其工作原理是由霍尔传感器测到的电流信号 ISENSE与由电位器R212产生的给定值相比较和PI调节;当输出电流小于电流设定值(调 节R212)时,放大器U204A输出电压为负,光耦U202不导通,电流反馈不起作用, 只有电压反馈,电源表现为稳压电源。当输出电流大于电流设定值(调节R212)时,



DC/DC变换器设计

放大器U204A输出电压为正,光耦U202导通,其输出电流与光耦U203B的输出电流 叠加,使得加到UC3875的3脚上的电压增大,相当于电压反馈增强,使输出电压降低, 由于U204A构成的电流调节器为PI调节器,最后使输出电流等于设定值,因此该电源 具有稳压限流特性。

4.5.4驱动电路设计
如前所述,本电源的功率器件选用的MOSFET,是电压型驱动方式,驱动功率要求 比较小。在选择其驱动电路时应考虑以下因素【13】: ①驱动能力:驱动电路需提供足够的电流。 ②能向功率管提供适当的正向栅压和足够的负向栅压。 ③采用移相控制方案,每个桥臂的两个开关管互补导通。 ④每个桥臂的两个开关管驱动电路要相互隔离。 采用脉冲变压器将功率管的驱动端和控制电路隔离。UC3875的驱动端具有2A的 电流峰值,但为了提高电路的可靠性,防止UC3875因为功率太大而损坏,所以采用达 林顿驱动的晶体管组成输出电路来驱动脉冲变压器的原边。驱动电路如图4.9所示,它 具有开关频率高、驱动功率大、结构简单且具有负压关断的特点。 QI~Q4、Q5~Q8采用高频小功率NPN—PNP对管。D9和D10有利于QI~Q4的关断,
Dll和D12有利于Q5~Q8的关断。以Q1 ̄Q4的驱动回路为例,如果没有D9和D10,

当OUTA为高,OUTB为低电平时,Ql和Q4导通;当OUTA和OUTB均为低电平时, 变压器中由于漏抗储存的能量通过D3和Q4进行续流,使A点电位降至一O.7V,虽然 这时OUTA为低电平但Q1再次导通,则Q1处于高频通断状态容易烧毁。OUTB由高 电平向低电平转换时也存在着同样情况。加入D10可以使续流时A点电位钳制在0V, 从而有利于Ql或Q2的关断。同理D9的作用是利于Q3或Q4的关断。对于另外两路
驱动电路中的D11和D12也是同样【川。

45

西安科技大学硕士学位论文

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图.驱动电路图

在驱动电路中,
极驱动相当重要。

为栅极串连电阻,适当选择栅极串连电阻对



的通断是通过栅极电路的充放电来实现的,因此栅极串联 的动态特性产生极大的影响。数值较小的栅极电阻使栅极电容的充放

电阻对
带来的误开通。

电加快,从而减小开关时间和开关损耗,还增强了器件工作的驱动稳定性,可避免
的续流二极管关断期间,施加于 及其

当发生短路时或跨接在

集电极一栅极电容上的
电阻间产生电压,可导致 能太大,而且
均为

可导致有电流流过栅极电路,假设此电流足够大,在栅极

误开通。考虑到这些因数,在高频时,栅极电阻不 容量越大,栅极电阻也应越小,所以本驱动电路中 范围内,但有一个 的正栅极电压,这个足够

。稳压管Z1~Z8的作用是在栅极、发射极之间有个正向开通电压和反向关断电


压。正向电压一般在

完全饱和导通,并使通态损耗减至最小,同时也限制了短路电流和它带来的



DC,DC变换器设计

功率应力,图中Z5~Z8选择为20V的稳压管。当栅极电压为零时,MOSEFET处于关断 状态,但为了保证MOSEFET在集电极.发射极电压上出现du/dt噪声时仍然保持关断, 必须在栅极上施加一个关断负偏压,采用负偏压还减小了关断损耗。MOSEFET的负偏 压一般在一5V~一15V之间的范围。因而,负偏压电路中,Z1 ̄Z4选择20V稳压管。其 工作原理为当开关管导通时,脉冲变压器副边经整流二极管整流,同时给电容充电,当 开关管关断时,由于电容的存在使三极管导通,通过稳压管反向嵌位负电压而使开关管
可靠负压关断。

4.6本章小结
本章内容是软开关技术在本课题中的应用。首先,介绍了基本的全桥变换器原理。 然后叙述移相控制全桥软开关变换器原理及工作特点,并给出其性能的改进方法。接着, 详细阐述了开关电源主电路的设计步骤和具体参数确定过程,确定了设计主体框架,搭 建主电路。最后给出了控制部分的设计思路、电路结构和相应参数设定过程以及相关的 辅助电路设计。本部分建立了整个开关电源设计的主电路模型,实现了软开关技术的应 用,达到了提高开关效率减小损耗的目的。

47

西安科技大学硕士学位论丈

5辅助电路设计
在电源系统中,除了前面介绍的PFC整流电路和DC/DC变换电路以外,还必须具

有辅助电源、保护电路等辅助电路才能实现整个系统的正常的、安全的运行。另外,电 磁干扰也是一个必须考虑的问题。

5.1辅助电源设计
本系统中需要的辅助电源有:APFC控制电路需要的+17V以上电源,本课题中采用 +24V电压;霍尔传感器工作需要的-4-15V电源;移相全桥变换器控制电路的+15V工作 电源。

设计一个+15V的稳压电源P2】【331,电路图如图5.1所示。首先,通过变压器给电路 的A、B两端输入18~20V的交流电压。然后通过整流桥整流滤波后得到直流电压,分 别接在7815和7915的2脚和3脚之间,即输入端和公共端之间。这样,在输出端即可 得到稳定的士15V输出电压了。为了改善纹波电压,在输入端接电容C3、C4,并取值为 0.331,tF。为改善负载的瞬态响应,在输出端接电容C1和C2,并取值为0.11.tF。在输入 端和输出端跨接一个保护二极管D3、D4,其作用是当输入端短路时,使C1、C2分别 通过D3、D4放电,以便保护集成稳压器内部的调整管。最后,在稳压电源输出端加一 个发光二极管,当有输出电压时,二极管提示正常工作。并且加入一个保护电阻R,以 确保二极管的工作电流保持在0.5mA左右。
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图5.1士15V的稳压电源电路图

5辅助电路设计

5.2保护电路设计
目前,虽然功率开关器件经过长期的发展,性能有了很大的提升,容量提高很大, 承受过电压、过电流能力得到提高。但是对于开关器件的过载保护还是必须的。这就要 求在出现异常情况(过流、过载、过压、欠压)时,系统能够采取保护。本系统设计了 输入过压、输入欠压、输出过压保护、开关管过流保护【15】。

5.2.1输入欠过压、输出过压保护电路设计
前三种保护电路的实现电路是类似的,见图5.2所示。输入、输出电压经过分压后 送到比较器的同相端或反向端,比较器的另一端接给定电压。当出现任何一种故障时, 检测信号电压大于给定电压,比较器反转,输出高或低电平使光耦截止或导通,光耦副 端产生大于2.5V的电压送到UC3875的C/S+端,使3875封锁脉冲输出来关断主电路的 开关管。注意因为输入、输出电压必须隔离,则输入过欠压电路的检测电路必须用另外 一种电源供电,而且输出保护信号由光耦隔离后送给封锁端。同时电路中有各自的发光 二极管来显示各种电路故障。

图5.2输入欠过压、输出过压保护电路图

5.2.2功率管过流保护电路设计
为了保护全桥电路的主功率管免受过流烧毁的危险,设计开关管过流保护电路,如 图5.3所示。利用电流互感器TH引检测变压器的原边的电流,经过整流电路将电流信 号整流后,由整流电路引到UC3875的电流检测端C/S+。当原边电流过流时,检测到的
49

西安科技大学硕士学位论丈

电压信号超过2.5V,UC3875的输出全部关断,切断送给各个开关管的驱动脉冲。
UC3875
rI

CS+脚

】 ‘ TH





{}
:‘
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图5.3功率开关管过流保护电路图

5.2.3温度保护电路设计
温度保护电路如图5.4所示,图中温度继电器TEMP紧贴在散热器上,在开关管附 近。CN为温度继电器的常闭节点。当模块温度未达到限制值时,触点闭合,输出为低 电平。当温度上升到警戒值时,温度继电器的触点断开【16】三极管导通,LED指示灯亮, 显示报警,同时输出为高电平送给UC3875C/S+脚。
Vrp



图5.4温度保护电路图

5.3本章小结
本章内容是电源系统相应辅助电路的设计,包括所需的辅助电源设计步骤和实现办

法;各个保护电路,包括输入欠过压、输出过压保护电路、功率管过流保护电路、温度 保护电路的设计和实现方法。本章内容虽然简单,但相应辅助电路实现结果的精确度和 保护电路工作的稳定性却是实现整个课题的重要组成部分。

50

6实验结果及分析

6实验结果及分析
6.1实验结果

6.1.1实验数据指标
(1)APFC部分输出电压

当输入电压为220V+15%=187V"-'253V时,输出稳定在380V电压值。
(2)电源输出电压

当从APFC输入电压为380V左右时,经过移相控制全桥零电压变换器后输出电压
保持在38V左右。 (3)APFC部分MOSFET驱动信号

电路的开关频率设计为lOOkHz,所以功率MOS管的驱动信号频率应为lOOkHz。 (4)全桥变换器部分MOSFET驱动信号 UC3875控制的移相全桥变换器中,驱动信号不仅要驱动桥的两个对角臂,而且还
要使两个对角桥臂的导通有一定的时间延时。

(5)辅助电源电压值 UC3854需要+17V以上的辅助电源供电,本课题中取值为+24V。UC3875需要+
15V的辅助电源供电。

6.1.2实验结果及波形
(1)APFC部分输出电压

有源功率因数校正电路输出电压值如表6.1所示。从表中可以看出,APFC部分实 现了实验预定输出电压数值。
表6.1有源功率因数校正电路输出电压 APFC电路输入电压(V)
187 195 2lO 220

输出电压(V)
373 374 378 388

(2)电源系统输出电压

当有源功率因数校正电路输出380V左右的电压供给全桥变换器时,整个电源系统
的输出电压值见表6.2。
5l

表6.2电社;【输出电压

3)APFC部分MOSFET驱动信号 柯源功率冈数校』F电路部分功率丌关管的驰动信号波形削如图6 1所j

幽6



APFC部分功半开尤件驱动信日波形削

(4)伞桥变换器部分MOSFET驱动信号 山UC3875控制的全桥软丌荚变换电路ili的功率,r关管驱动信号如图6.2、6 3所j

其巾罔6.2为UC3875的OUTA、OU'IB输}U驱动波形,罔6.3为UC3875的OUTA
OUTB输出马}(动波形。如阁所示,两组驰动波形之间存在定11勺延叫。

酗6.2

UC3875

OUTA及OUTB输出艇动波形H

I刳6.3 UC3875 0UTC段OUTD输…驱动波形H

(5)辅助电源电压值

电源系统所需的轴助电源电Jf、值波形如Fl割所1i,托巾矧6.4为提供UC3854+24V 『。作电压的辅助电源输出电£j、波形。图6 5为UC3875提供+15v工作电爪的辅助电源
U胍波形。


例6.4+24V辅助L∽自波彤幽

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2实验误差分析
从实验结果中叮以行到实际的实验结果oj预定参数之I'UJ存在~定的误差,虽然氓差

值在允一I:范围之内,十!有必要对其做出一定的分析。 首先,在Ia蹄设计阶段,所进干J_的参数|殳定及相关讣算是相?保证实验结果的前提F 做出

定忽略的结果。即在保证试验参数的基础上.对期|盲J的具体数值精确度做出取舍。
定的误差值。

这样就必然引入了

其次,无论是在前半部分的柏缘功率冈数校J下IB路设计,坯足枉后半郴分基于软,f:
关技术的全桥变换器设计q,,电路都存在着”关损耗和谐波所造成的功率损失,这止匕数

值都会给电路的理想工作带来负面影响,从而引入误杀。 最后,在电路的制作实施过平呈巾,器件的精确度不够理想,甚至同型号器件之间 都存存着参数差异,这种现琢在小数值器件中尤为明!iiI。同时,器件的温度系数不明确, 随着工作时问的持续,期问参数会随之发生漂移,影响实验结果的稳定。而上L,电路的 电磁T扰没有考虑在内,这也给电蹄的精确带束了很大的影响。

7结论

7结论
随着开关电源应用的普及,电力电子技术的发展和新型功率元器件的不断出现,开 关电源技术得到了飞速发展,对开关电源的要求也越来越高。供电电压一再下降以及工 作电流越来越大使得原来的工作电路不再适用。同时,各种新技术不断出现也丰富了开 关电源技术,为开关电源技术和性能的进一步改进提供了基础。 本课题结合当前开关电源的发展现状,根据性能指标设计了一款高功率因数开关电 源,并针对开关电源实际应用中存在的一些问题,进行了详细研究,最后通过实验进行 了验证,论文主要完成了如下工作内容: (1)在功率因数校正部分,分析了功率因数校正的意义,阐述了功率因数校正技 术的原理和基本应用方式,设计了以UC3854为核心的功率因数校正技术。提高了整个 电源系统的性能,按照预期技术指标,功率因数达到了0.9以上。同时,达到了预期电 压输出指标,即在输入电压为AC 220V+15%=187v'---'253V时,输出稳定在380V的电 压值,实现为电源主电路供电的目的。 (2)在移相控制DC/DC变换器部分,介绍了软开关技术的应用意义和基本原理, 移相全桥软开关PWM DC/DC变换器的工作过程,设计了以UC3875为控制核心的移相 全桥软开关变换器,实现了变换器主功率管工作在软开关状态的目的,减小了器件的开 关应力和损耗,抑制了谐波造成的危害,提高电源的效率。并采用串联谐振电感和增加 辅助谐振网络的方法实现了滞后桥臂开关管的零电压开关。实现了输出38V稳定电压的
实验目的。

(3)在主变换器控制部分,通过电压反馈和电流反馈原理设计实现了恒压限流的 目的,使电路在保持稳定电压输出的同时限流特性明显。 (4)根据具体需要设计了系统的辅助电源网络和相应保护电路。包括士15V、-I-24V 直流稳压电源、输入欠过压、输出过压保护电路、功率管过流保护电路、温度保护电路 等。并且通过实验波形验证达到实验要求。 (5)研制出了带有有源功率因数校正技术和软开关技术的380W试验样机,并进 行了实验研究。该样机实现了预期的实验参数指标,且具有良好的稳压限流效果和高功 率因数特性。 开关电源系统的研究和设计是一项相当大的工作,由于本人能力有限论文中还存在 许多不足,相比完整的电源设计,本课题还有许多工作有待进一步研究: (1)因为开关电源是一个控制系统,所以可以应用控制理论对开关电源系统进行 分析。通过建模对系统的稳定性和其它性能做出相应分析和改进。
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西安科技大学硕士学位论文 (2)电源在大电流工作状态下损耗明显增大,工作状况出现不稳定现象,试验参

数误差明显增加,实验结果不够理想。在以后的工作研究中应着力研究大电流下电源系 统的稳定工作条件,以满足更为苛刻的使用条件和广阔的使用环境。 (3)在电源控制电路中,采用集成控制芯片(如UC3875等)虽然简单,但只能 采用PID算法,无法应用更先进的控制算法(如神经网络,模糊控制等)对电源实施控 制,故可采用基于DSP或单片机的控制电路,以应用其它控制算法,实现电源的全数 字化控制。 (4)课题中的实验参数设定是在较为常用的应用环境下的,即AC 220/50Hz。但 功率因数校正技术和软丌关技术的应用场合应该更为广阔。所以下一步应该力求研究在 多种输入条件下的应用方法和方式。 本人能力、经验及研究条件的有限,本文难免有错误和欠妥的地方,必定存在许多 不足之处和需要完善的内容,敬请各位老师和同学们指教,给予批评指正。

致谢

致谢
值此论文脱稿之际,首先向我的导师王勉华教授表示最衷心的感谢。本课题的研究 是在我的导师王勉华教授的悉心指导下完成的,他渊博的知识、严谨踏实的治学、和宽 厚态度对本人产生了极大的影响。在几年的学习期间,他以极大的耐心在工作、学习、 生活上给与了本人极大的关怀和帮助,在日常的点滴中向我传授知识和技能,培养我的 能力和经验,教导着我的人格和品质。在此对我尊敬的师长在整个研究生学习期间给予
本人的帮助和教诲表示诚挚的感谢。

对我的同窗同学田丰、张国澎给予的帮助和支持表示衷心的感谢。我们在学习上相 互启发,相互鼓励,一起度过了快乐而充实的三年生活。以及张利璩、陆电、王义友等 同学在课题的学习研究过程中给予的启发和帮助表示诚挚的感谢。 感谢我的父母在我的学习和生活中所给与我的支持与关怀,感谢他们一直以来的鼓 励与教诲!感谢所有关心我、帮助过我的亲人、朋友和同学们,祝他们永远身体健康、
幸福快乐!

最后,衷心地感谢在百忙之中抽出时间来评审本论文及参加答辩的专家学者,你们
辛苦了1

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西安科技大学硕士学位论文

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59

附录

附录I硬件实物图

系统实物照





附录II

系统硬件原理图

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23 5






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III攻读硕士期间发表的论文
】王志隆,王勉华.PWM型开关电源设计.西安科技大学学报(增刊),2008,28.146"---


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